Thema: Abschlussbericht

Thema:
Abschlussbericht
OLTC Teslatransformator
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Name: Trnka Alexander
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Datum: <15.10.2009>
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Inhaltsverzeichnis
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Einleitung...................................................................................................................................3
1.1 Akronyme ............................................................................................................................3
1.2 Vor und Nachteile einer OLTC ............................................................................................3
1.3 Technische Daten des Teslatransformators ........................................................................4
2
Technischer Aufbau und Ausführung.....................................................................................4
2.1 Funktionsbeschreibung der Schaltung ................................................................................5
2.2 Praktische Durchführung .....................................................................................................9
3
Durchgeführte Messungen ....................................................................................................17
4
Anhang: Aufnahmen des Teslatransformators im Betrieb .................................................20
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1 Einleitung
Vor ca. einem Jahr fasste ich den Entschluss, nachdem ich bereits einen Teslatransformator
mit rotierender Funkenstrecke konstruiert hatte, eine rein elektronische Variante zu
entwickeln. Nach einigen Recherchen im Internet wurde mein Entschluss bestätigt, ein IGBT
getriebener Teslatransformator ist machbar. Jedoch habe ich beschlossen im Gegensatz zu den
im Internet beschriebenen Varianten, die Energieversorgung mit 3x400V Drehstrom zu
realisieren und die Ausgangsleistung noch weiter zu steigern. Dies hat den erheblichen
Vorteil, dass eine größere Leistung mit Standardnetzabsicherung möglich ist. Weiters wird
die Leistung dem Netz symmetrisch entnommen und führt daher zu weniger Einbrüchen und
Verzerrungen.
1.1 Akronyme
OLTC
Off Line Tesla Coil
IGBT
Insulated Gate Bipolar Transistor
1.2 Vor und Nachteile einer OLTC
An dieser Stelle seien die Vor- und Nachteile eines IGBT getriebenen Teslatransformators
beschrieben:
Vorteile:
ƒ Keine elektromechanischen Bauteile erforderlich (wie Funkenstrecke )
ƒ Besserer „Wirkungsgrad“ es wird weniger Energie in der Funkenstrecke verheizt
ƒ Die Leistung bzw. Ausgangsspannung ist beliebig steuerbar.
ƒ Die Breakrate ist ebenfalls beliebig einstellbar
ƒ Es ist kein Hochspannungstransformator erforderlich. Das spart Gewicht und lässt
eine kompaktere Bauweise zu. Weiters ist es auch vom sicherheitstechnischen
Standpunkt besser.
Nachteile:
ƒ Komplexerer Aufbau und Elektronikaufwand
ƒ Leistungsgrenzen nach oben hin. (irgend wann ist auch mit den besten und teuersten
IGBT ´s Schluss)
Es zeigt sich, dass im Bereich der noch vernünftig handhabbaren Teslatransformatoren die
Vorteile deutlich überwiegen.
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1.3 Technische Daten des Teslatransformators
Technische Daten:
ƒ Breakrate: 5-700bps
ƒ Leistung: 0-12kWmax.
ƒ Spannung im Zwischenkreis: 0-500V Sechspulsbetrieb bzw. 0-600V voltage doubler
Betrieb.
ƒ Resonanzladespannung: 0- 1450V
ƒ Primärkapazität: 18,22µF (Polypropylenfolienkondensatoren)
ƒ Primärinduktivität: 355nH (eine Windung mit 250mm Durchmesser ; 5x 10mm
Kupferrohr )
ƒ Teslacoil: 1650Wdg mit 0,5mm Kupferlackdraht auf 0,94m Kunststoffrohr mit
250mm Durchmesser gewickelt.
ƒ Resonanzfrequenz: 62,580kHz
ƒ Torus: 2Stk. Aluflexschlauch mit 150mm Innnendurchmesser und 480mm
Gesamtdurchmesser .
ƒ Funkenlänge: Bisher getestet:1,2m bei 700V Ladespannung des Resonazkondensators
und 400bps -> bei Ausreichend großem Raum sicher bis ~2m möglich, da die
Ladespannung noch bis 1450V gesteigert werden kann.
2 Technischer Aufbau und Ausführung
Um eine möglichst große Leistung für den Teslatransformator zu erhallten ist es erforderlich
die Ladespannung des Resonanzkondensators möglichst groß zu wählen. Um ein grobes
Gefühl für die physikalischen Abhängigkeiten zu erhalten kann folgende Gleichung angesetzt
werden: Cprim * Uprim 2 = Csek * Usek 2 Aus dieser einfachen Gleichung zeigt sich der
Einfluss der Primär auf die Sekundärspannung. Diese Gleichung hat jedoch nur
eingeschränkte Gültigkeit, da Verluste und Skineffekte bei den Überlegungen zum Entwurf
des Teslatransformators berücksichtigt werden müssen.
Einschränkungen für die Wahl der maximalen Ladespannung sind Sperrspannung des IGBT
und maximale Kondensatorspannung. Ich habe daher einen IGBT mit 1700V Sperrspannung
und 3600A Nennstrom gewählt. Bei diesem Teslatransformator wird ein FZ3600R17KE3
IGBT Modul von Eupec verwendet. Wenn man sich mit dem derzeit verfügbaren
Typenspektrum von IGBT, s beschäftigt, stellt diese Klasse das Optimum für diese
Anwendung dar. Bei der Verwendung von 1200V IGBT s kann der Kondensator nur auf
kleinere Spannungen geladen werden -> 1000V. Dadurch reduziert sich auch die
Ausgangsspannung des Teslatransformators. In der Kasse >3300V Sperrspannung ist es
Notwendig mehrere IGBT Module parallel zu schalten und niederinduktiv zu verschienen,
dies lässt die Kosten erheblich anwachsen und das Hochsetzen der Zwischenkreisspannung
max. 600V aus 3~400V Netzspannung ist hier nicht mehr optimal.
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2.1 Funktionsbeschreibung der Schaltung
Grundsätzlich besteht die Schaltung aus drei groben Funktionsblöcken. Die Netzspannung
wird über einen Thyristorgleichrichter gleichgerichtet. Dadurch kann mittels
Phasenanschnittsteuerung die Zwischenkreisspannung, welche an C1 anliegt, zwischen 0540V bzw. 0-600V beliebig eingestellt werden. Mit dem Schalter U1 kann zwischen
Sechspulsgleichrichtung und drei puls Spannungsverdopplung umgeschaltet werden. Durch
die Strombegrenzung kann der Kondensatorladestrom limitiert werden. Ist die
Strombegrenzung aktiv arbeitet die Schaltung als Tiefsetzsteller. Der Strom wird mit H1
gemessen, übersteigt dieser eine eingestellte Grenze öffnet der Transistor Z1 und der Strom
kommutiert im die Diode D7. Hat sich der Strom wieder abgebaut schließt Z1 wieder. Die
Strombegrenzung kann sehr einfach über Zweipunktregelung realisiert werden und arbeitet
völlig autonom von der restlichen Schaltung.
Die Teslasteuerung überwacht die IGBT Spannung und steuert den IGBT Z2. Ist IGBT Z2
angesteuert wird einerseits Kondensator C3 über L2 entladen, es schwingt der Strom mit
Resonanzfrequenz einmal über den IGBT und Diode je nach Polarität, andererseits führt dies
zu einem Stromanstieg in der Induktivität L1. Die Energie des Kondensators pendelt in dieser
Phase zwischen Primär und Sekundärkreis. Nach dem der Strom in L1 einen ausrechend
großen Wert erreicht hat wird Z2 abgeschaltet. Mittels einer Rogowskyspule und einem
Komparator werden die Nulldurchgänge des Stromes detektiert und Z2 nur im
Stromnulldurchgang abgeschaltet. Dies ist notwendig, da die in L2 gespeicherte Energie zu
einer Überspannung am IGBT führt. In diesem Fall gilt es zu beachten die Schaltung so
auszulegen, dass der IGBT während der Diodenleitphase gesperrt wird. Nur so kann wirklich
sichergestellt werden, dass der IGBT keinen Strom abschaltet.
Der in der Induktivität L1 fließende Strom kommutiert nun in den Kondensator C3 und lädt
diesen entsprechend auf. Die Einschaltdauer von Z2 wird einmalig auf die
Systembedingungen abgeglichen und bleibt dann unverändert. Um den IGBT zu schützen
wird die Spannung am IGBT überwacht und der IGBT bei Überschreiten eines Schwellwertes
eingeschaltet um eine Zerrstörung infolge von Überspannung zu vermeiden.
Abbildung 1 Prinzipschaltbild
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In Abb.1 sind unter anderem die einzelnen, in der Ausführung geteilten, Funktionsblöcke
strichliert gekennzeichnet. Auf die weitere Ausführung wird später eingegangen.
Um des Prinzip zu beschreiben wurde die Schaltung simuliert siehe Abb.2
Abbildung 2 Simulationsschaltung mit Sekundärkreis
Abbildung 3 Ausgangsspannung Teslatransformators
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Abbildung 4 IGBT Spannung und Primärstrom
In Ausgangsspannung und Primärstrom sieht man deutlich die Energiependelungen zwischen
Primär und Sekundärkreis.
Abbildung 5 Kondensatorspannung und Ladestrom
Abb. 5 zeigt die Kondensatorspannung und dessen Ladestrom. Diese Simulation zeigt die
Einschränkungen des Steuerbereiches. Der IGBT muss in diesem Fall 550us eingeschaltet
bleiben damit ausreichend Energie in der Induktivität gespeichert ist um dann den
Kondensator auf 1500V aufladen zu können. Weiters sollte der IGBT für weitere 2ms nicht
eingeschaltet werden, da der Kondensator hier noch nicht aufgeladen ist. Aber diese
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Eckpunkte stellen keine Wirkliche Einschränkung dar, weil bei einer Breakrate von 500Hz
schon die Leistungsaufnahme bei Vollaussteuerung die Grenzen einer Haushaltssicherung
übersteigt.
Abbildung 6 Simulationsschaltung ohne Sekundärkreis
Abbildung 7 IGBT Spannung und Primärstrom
Abb. 4 zeigt den Primärstrom ohne Sekundärkreis. Die Schwingung klingt aufgrund der im
Primärkreis vorhandenen Widerstände ab. Diese Widerstände sind hauptsächlich auf
Skineffekte in der Primärspule zurückzuführen. Weiters zeigt sich die Auswirkung wenn nicht
exakt im Stromnulldurchgang geschalten wird. Die Überspannung beim Ausschalten
übersteigt die Grenzen der IGBT Sperrspannung.
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2.2 Praktische Durchführung
Im Zuge der Entwicklung wurde es notwendig die Primärspule von den restlichen Elementen
zu distanzieren. Dies wurde mit 20 Koaxialkabeln welche parallel geschaltet wurden erreicht.
Der Querschnitt von einem Koaxialkabel beträgt 2,5mm2 für Innenleiter und Schirm. Dieses
Kabel ist unter der Bezeichnung Verstärkerkabel für Audioleistungsverstärker verfügbar. Bei
einem vorangegangenen Versuch habe ich 50 Leitungen mit HF-Litze verdrillt und getestet.
Die HF Litze mit dem Querschnitt 2,5mm2 bestand aus ca. 100 Lackisolierten Einzeldrähten.
Das Ergebnis zeigte wesentlich geringere Dämpfungswerte als das Koaxialkabel. Als
ausschlaggebendes Kriterium diese Variante zu verwerfen war, dass die Induktivität des
Kreises um 50% größer war als mit dem Koaxialkabel. Deshalb konnte nur eine geringere
Primärkapazität verwendet werden. Am günstigsten ist sicherlich eine Kombination aus
beiden Lösungen. Ein Koaxialkabel aufgebaut aus lackisolierten Litzen konnte leider
nirgendwo gefunden werden.
Schnellkontaktierung
des Fußpunktes der
Sekundärspule (auf
Erdpotential)
Primärspule eine
Windung mit 5Stk.
Kupferrohr parallel.
Kühlventilatoren
zur Kühlung der
Primärspule
Geerdeter Schlagring um die
Primärspule vor Blitzeinschlägen zu
schützen
Unterbrechung des
Schlagringes zur
Vermeidung einer
Kurzschlusswindung
Abbildung 8 Primärspule
Nach ersten Tests wurde festgestellt, dass sich die Kupferrohre bei hoher Ausgangsleistung
des Teslatransformators erheblich erwärmen. Um diesen Umstand entgegen zu wirken
wurden seitlich Kühlventilatoren angebracht. Die Ventilatoren können zwar die Erwärmung
reduzieren, aber für einen Dauerbetrieb bei maximaler Leistung wird wohl eine
Wasserkühlung erforderlich werden. Aufgrund des großen Aufwandes wurde jedoch darauf
verzichtet. Auch die Koaxialkabel erwärmen sich aus oben genannten Gründen erheblich.
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Primärspule Details
siehe Abb.7.
Messleitung der
Rogowskyspule
IGBT Modul mit Kühlkörper und
Ansteuerung. Weiters beinhaltet diese
fahrbare Konstruktion einen Kühlventilator
und eine Stromversorgung für die
Ansteuerung
Abbildung 9 Primärspule und restlicher Primärkreis
Der in Abb.9 dargestellte Aufbau beinhaltet Schaltungsteile welche in Abb.1 schwarz
strichliert umrandet dargestellt sind.
Die in Abb9. dargestellte Konstruktion beinhaltet den Leistungs- IGBT mit dem
dazugehörigen IGBT Treiber. Weiters wurde an dieser Stelle die Resonanzkondensatoren mit
einer niederinduktiven Verschienung an den IGBT angekoppelt. Die Resonanzkondensatoren
bestehen aus 18Stk. 1µF/2000V Einzelkondensatoren. Zum Abgleich wurde noch ein
0,22µF/2000V Kondensator hinzugefügt. Die Konstruktion ist auf eine Gesamtkapazität von
20µF/2000V erweiterbar.
Um eine möglichst störungsfreie Übertragung des Steuersignals und eine galvanische
Trennung zwischen Steuer- und Leistungskreis realisieren zu können wurde für die
Signalübertragung ein Lichtleiter verwendet.
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Steuereinheit des
Teslatransformators
Lichtleiter
zur Steuerung
Abbildung 10 Ansteuereinheit des Primärkreises
Dieser Schaltungsteil, welche die Ansteuereinheit beinhaltetet, ist in Abb.1 rot strichliert
gekennzeichnet.
Die in Abb10. dargestellte Ansteuereinheit beinhaltet folgende Komponenten:
¾ Sechspuls Thyristorbrücke zur Gleichrichtung und Steuerung der
Eingangsdrehspannung
¾ Steuerplatine der Thyristorbrücke
¾ Leistungselektronik für die Strombegrenzung und dazu gehörige Steuerung.
¾ Induktivitäten für die „Boost“ und Tiefsetzstellerfunktion (Strombegrenzung)
¾ Anzeige und zur Steuerung notwendige Bedienelemente
¾ Stromversorgung für die Elektronik.
¾ Erforderliche Strom und Spannungsistwerterfassung
¾ Leistungssteckverbinder zur Einspeisung und Anschluss des Primärkreises.
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Abbildung 11 Bedien- und Anzeigeelemente der Steuereinheit
In oben angeführter Abbildung sind alle wesentlichen Bedien und Anzeigeelemente des
Teslatransformators dargestellt.
1) Umschaltung von sechsplulsiger Gleichrichtung auf dreipulsige
Spannungsverdopplung
2) Umschaltung der Thristorsteuerung, um einen für den Betrieb als sechsplulsiger
Gleichrichtung oder als dreipulsige Spannungsverdopplung, optimierten
Phasenwinkelaussteuerbereich zu erhalten. Der Grund sind hier die unterschiedlichen
natürlichen Kommutierungspunkte der zuvor genannten Betriebsarten.
3) Einstellung der „Breakrate“ von 0-bis 750Hz
4) Anzeige der Ladespannung des Resonanzkondensators mittels
Spitzenwertgleichrichter
5) Anzeige des Strommittelwertes im Gleichstromkreis 0-25A
6) Anzeige der Zwischenkreisspannung 0-600V
7) Kontroll- LED zeigt an ob vor dem Ausschalten des IGBT Schwingstrom fließt. Wenn
ja wird der Ausschaltzeitpunkt bis zum nächsten Stromnulldurchgang verzögert.
8) Ein anstehender Fehler (LED bei Punkt12 ist aus) wird hier zurückgesetzt.
9) Kontroll- LED zeigt an ob die IGBT Spannung größer 1500V ist. Ist dies der Fall,
wird der Leistungs- IGBT sofort eingeschaltet und die Thyristorbrücke gesperrt.
10) Impulsfreigabe bzw. Sperre der Thristorbrücke
11) Kontroll- LED zeigt an ob die maximale Kühlkörpertemperatur überschritten wird.
Bei Überschreitung der Temperatur wird der Strombegrnzungs- IGBT gesperrt und
nach erfolgter Abkühlung wieder freigegeben.
12) Kontroll- LED zeigt an ob ein Entsättigungsfehler am Strombegrenzungs- IGBT
aufgetreten ist.
13) Impulsfreigabe bzw. Sperre des Strombegrenzungs- IGBT
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14) Einstellung der Zwischenkreisspannung zwischen 0-500V bzw. 300-600V
15) Einstellung der Strombegrenzung von 20-40A
16) BNC Anschluss für das Ausgangssignal der Rogowskyspule
17) Zusätzlicher Erdanschluss
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Abbildung 12 Steuerplatine mit weiteren Einstellmöglichkeiten
In folgender Auflistung werden die weiteren Anschlüsse und Einstellmöglichkeiten der
Steuerplatine erklärt:
1) Schirmkabelanschluss des Potentiometers zur Einstellung der Breakrate.
2) Stromversorgungsanschluss 24V
3) Einstellung der gewünschten Einschaltdauer des Leistungs- IGBT
4) Einstellen des Zeitfensters zum Abschalten des Leistungs- IGBT nach dem die
Rogowskyspule einen Nulldurchgang detektiert hat. Nach Ablauf dieser Zeit wird der
IGBT abgeschaltet. (Weiterführende Erklärung: Nach Ablauf der gewünschten IGBT
Einschaltdauer wird die Rogowskyspule „aktiv“ geschaltet. Beim nächsten
Nulldurchgang wird der IGBT dann abgeschaltet. Ist der Schwingstrom schon vor
diesem Zeitfenster abgeklungen wird der IGBT nach Ablauf dieser Zeit abgeschaltet.
Der Grund für diese Staffelung zweier Zeitfenster ist, dass der IGBT bei fehlendem
Schwingstrom nicht abschalten würde.
5) Einstellung der Komparatorschwelle für die Nulldurchgangserkennung.
6) Lichtleitersender zur Übertragung des IGBT Steuersignals.
7) Platinenseitiger BNC Anschluss für das Ausgangssignal der Rogowskyspule
8) Einstellung der IGBT Überspannungsschwelle >1500V
9) Signaleingang des IGBT Spannungsistwert.
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Abbildung 13 Sekundärspule mit Doppel-Torus
Die Sekundärspule wurde auf einem PVC Kanalrohr mit 25cm Durchmesser aufgewickelt,
wobei die Windungszahl 1650Wdg und der Drahtdurchmesser 0,5mm betrug.
Ein Torus hat die Abmessungen von 15cm Rohrdurchmesser und 60cm Gesamtdurchmesser.
Um die benötigte sekundäre Gesamtkapazität für die Resonanzfrequenz von 62,58kHz zu
erhalten wurde der Torus doppelt ausgeführt. Zur Sicherheit wurde die Sekundärspule noch
mit hochisolierenden Speziallack behandelt.
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Abbildung 14 Schaltplan der Steuerplatine
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Abbildung 15 Schaltplan der Strombegrenzung und Temperaturüberwachung
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3 Durchgeführte Messungen
Abbildung 16 Messung des phasenkorrigierten Strommesssignals der Rogowskyspule 1
Die Messung wurde bei maximaler Breakrate durchgeführt. Es sind im zeitlichen Verlauf die
einzelnen Schwingungspakete zu erkennen. Die Zeitbasis betrug während dieser Messung
500us/Div. Der Pegel des Signals ist hier von nachrangiger Bedeutung und wurde daher auch
nicht normiert.
Abbildung 17 Messung der IGBT- Spannung bei max. Breakrate
Diese Messung wurde unter den gleichen Rahmenbedingungen durchgeführt, wie die
Messung in Abb.17. Dabei wird deutlich weshalb es keinen Sinn hat die Breakrate weiter zu
steigern. Es zeigt sich, dass der Kondensator an dieser Stelle nur mehr zu ca. 90% geladen
wird. Bei einer weiteren Steigerung der Breakrate würde der Kondensator immer geringer
geladen werden.
Die Spannung wurde nach dem Messdifferenzverstärker gemessen, dabei entspricht 0,45V
Messspannung 100V am IGBT. Auflösung der Spannung: 0,5V/Div. Zeitbasis:500us/Div
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Es wurden die Kondensatoren hier nur auf 400V aufgeladen, um gerade noch einen
Überschlag am Torus zu vermeiden, da sonst die Energiependelungen im Strom nicht mehr zu
erkennen sind. Der Grund dafür ist die hohe Dämpfung des Lichtbogens auf das gesamte
Schwingungssystem.
Abbildung 18 Messung des phasenkorrigierten Strommesssignals der Rogowskyspule 2
Die Zeitbasis betrug hier 50us/Div
Abb. 18 zeigt den Ablauf eines Schwingungsvorganges. Auch hier wurde der
Teslatransformator nur mit 400V Ladespannung aus oben genannten Gründen betrieben. Es
sind deutlich die Energiependelungen zwischen Primär und Sekundärkreis erkennbar, welche
auf die lose Kopplung zwischen Primär und Sekundärkreis zurückzuführen ist. Der
Kopplungsgrad liegt bei ca. 0,15.
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Abbildung 19 Messung des phasenkorrigierten Strommesssignals der Rogowskyspule 2
Die Zeitbasis betrug hier 100us/Div
Nach entfernen des Sekundärkreises, zeigt das Stromsignal die gedämpfte Schwingung des
Primärkreises. Die Dämpfung ist von den ohmschen Verlusten im Kreis abhängig, welche
hauptsächlich auf Skineffekte zurückzuführen sind.
Einschaltdauer des IGBT
für 550us
Spannungsanstieg 0,78V/us bzw.
1100V werden nach 1,7ms
erreicht
Abbildung 20 Messung der IGBT- Spannung im Detail
Die Zeitbasis betrug hier 500us/Div und eine Spannungsauflösung von 1V/Div.
Es wurde ohne Sekundärkreis gemessen wobei die Ladespannung hier auf 1100V gesteigert.
Auf Basis dieser Abbildung kann ein Zyklus im Ablauf sehr gut dargestellt werden. Weiters
werden auch die systembedingten Grenzen deutlich.
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4 Anhang: Aufnahmen des Teslatransformators im Betrieb
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