Folien

Elektronische Spannungswandler
© Roland Küng, 2011
1
Übersicht
Power Factor
Correction
2
Längsregler Review
engl. Series Voltage Regulator
• kein Taktsignal
• kleiner Wirkungsgrad
• i.A. (Vin –Vout) > 2V
Ausnahme:
Low Drop Out LDO Regler
3
Längsregler Review
Gegenkopplung
Beispiel: +10 V Regler
OpAmp regelt linear
Es gelten die Golden Rules !
Nachteil: (Vin – Vout) * ILast wird in Q1 verheizt
4
Längsregler Review
mit Strombegrenzung
VBE = 0.7V
IOUTmax ≈ 0.7 / R4
Aufgabe:
Bestimmen sie Vout und Imax
L: +10 V , 0.7A
5
Querregler Review
engl. Shunt Voltage Regulator
•
•
kein Takt
Vorteil:
kurzschlussfest
transientenfest
•
Nachteil:
interne Verluste, Strom
(Vin-Vout)/ R1 fliesst immer
Gegenkopplung
weil Q1 inv.
6
Querregler Review
15 V
Im geregelten Betrieb:
Verlust in R1 unabhängig von Last:
Ploss = (Vin-Vout)2 / R1
Bsp.: +10 V Regler
- Strom (Vin-Vout)/ R1 fliesst immer
- Ploss wird immer in R1 verheizt
- Nicht „bezogener“ Strom wird in Q1 verheizt
Aufgabe:
Wie gross ist der Kurzschlussstrom ?
Wie gross ist die Verlustleistung in Q1 bei Leerlauf ?
L: IS = 680 mA, PQ1 =2,3 W
7
Bsp. IC’s
Series
LM78XX
LM340
Spannungsversorgung bis 1A
Shunt
TL431
einstellbarer Regler für kleine Ströme, einstellbare Spannungsreferenz
8
Step-Down Schaltregler
engl.: Buck Regulator
dt:
Abwärtsregler
DC restorer
LC Filter
Hauptvorteil für Schaltregler: Wirkungsgrad erhöhen
Hauptnachteil: Takt benötigt, Takt-Ripple am Ausgang
9
Step-Down Schaltregler
Duty Cycle: D = ton/(ton+toff)
D = Vout/Vin
Strom iL soll nicht lücken
L =
RF ⋅ ( Vin − Vout ) ⋅ D
fs ⋅ Iout
RF = 2...10
Takt-Ripple an Vout klein halten
Ca =
1 Vout (1 − D)
8 ∆Vout fs 2L
Iout: Laststrom
∆Vout: Ripple
fs = 1/(ton+toff)
RF: Reservefaktor
10
Step-Down Schaltregler
OpAmp in Gegenkopplung:
Vout versucht zu sinken
Vout = Vref (R1+R2)/R2 = D·Vin
Genauer betrachtet:
Anstelle OpAmp wird ein
Regelverstärker verwendet
Vout versucht zu steigen
11
Step-Down: Detail
k(
R2
VDC − VREF )
R1 + R 2
12
Buck Converter: Regelung
optional
A*(VREF - V0UT )
13
Step-Up Schaltregler
engl.: Boost Regulator
dt.: Aufwärtsregler
14
Step-Up Schaltregler
Duty Cycle: D = ton/(ton+toff)
1-D = Vin / Vout
Strom iL soll nicht lücken
RF ⋅ Vin2 ⋅ D
L =
fs ⋅ Iout ⋅ Vout
RF = 2...10
Takt-Ripple an Vout klein halten
Ca =
D ⋅ Iout
fs ⋅ ∆Vout
Iout: Laststrom
fs = 1/(ton+toff)
∆Vout: Ripple
RF: Reservefaktor
15
Bsp. IC’s
Dies sind spezialisierte Bauteile!
Fragen sie den Hersteller
und lesen sie die
Application Notes.
78S40 als Boost Converter beschaltet
Vout bis 40 V I0 bis 1.5 A
16
Bidirektionaler Wandler
2 Schalter in FET Technologie
S1 und S2 gegensinnig betätigt
Lässt sich auch als Abwärtswandler nutzen,
wenn man Ein- und Ausgang vertauscht
Fall positiver Ausgangstrom
Anwendung: Batterie laden - entladen
17
Simulationsübung 1
T1 IRF620
AM1
L1
VF1
R2 22
VF2
C1
VS1 10
R1 10
+
VF3
AM2
SD1 MBR6035
U1 40k
Duty cycle T1/(T1+T2) 500m
! Tina def: T1 = off
Dimensionieren sie diesen Konverter mit 10 V Eingang (ohne Regler):
• Für 5 V, Ripple 100 mV, Duty Cycle 50%, Takt 40 kHz, Reservefaktor 5
• Berechnen sie L und C. Überlegen sie wie Strom iL und Spannungen Vout aussehen
• Für die Transientenanalyse wählen sie Darstellung 100 ms bis 100.5 ms
• Variieren sie L und C um 1 Dekade hinauf und hinab und vergleichen
• Simulieren sie mit ursprünglichen LC-Werten für Tastverhältnis 10% und 90%
• Simulieren sie mit ursprünglichen LC-Werten für eine Last von 100 Ω
L: 680uH, 3.3uF
18
Inverswandler(1)
Erzeugt negative Spannungen
Duty Cycle: D = ton/(ton+toff)
-Vout/Vin = D/(1-D)
Ca =
D ⋅ Iout
fs ⋅ ∆Vout
L =
RF ⋅ Vin ⋅ D
fs ⋅ Iout
RF = 2...10
19
Inverswandler(2)
Während der Leitphase sperrt die Diode D und es fließt ein Strom IL durch die Spule L.
Dadurch baut sich ein Magnetfeld auf.
In dieser Phase gibt es keine Energieübertragung, Speicherung im Luftspalt des Trafo.
Der Verbraucher RLast versorgt sich aus dem Kondensator C.
Öffnet sich der Schalter S, so beginnt die Sperrphase . Der Strom IL kann sich nicht
schlagartig ändern und fließt nun durch Diode D, lädt C nach und versorgt die Last,
wobei sich eine negative Spannung über der Spule bildet.
20
Inverswandler(3)
Duty Cycle: D = ton/(ton+toff)
-Vout/Vin = D/(1-D)
Wenig geeignet für hohe
Vervielfachung der negativen Spannung
Regelung wird empfindlich
optimaler Bereich
D
Linearisierung der Kennlinie ist möglich, wenn fs veränderbar gemacht wird.
toff bleibt dabei konstant aufwändig
21
Sperrwandler
Trafo mit ü=N2/N1
ü darf <1 oder >1 sein
ü-Wahl so, dass D ≈ 0.5
•
•
•
•
•
•
Ähnlich dem Invers Wandler
Energietransport während Sperrphase
Invertierender Trafo
Trafo trennt galvanisch
(engl. Flyback Converter)
Trafo kann um ü vervielfachen
Grosser Trafo mit Luftspalt
Luftspalt von L ist Hauptspeicher!
Vout
D
=
üVin D − 1
L,C- Werte schätzen:
wie für Invers Wandler
mit ü⋅Vin statt Vin
22
Eintakt Flusswandler (1)
•
•
•
•
•
Ähnlich Buck Converter
Energietransport während Leitphase
Spannung wird im Trafo invertiert
Trafo trennt galvanisch
(engl. Flyback Converter)
Trafo kann um ü vervielfachen
Vout
=D
üVin
…
L,C- Werte schätzen:
wie für Invers Wandler
mit ü⋅Vin statt Vin
23
Eintakt Flusswandler(2)
Leitphase
Über Transistor T fließt ein Strom durch die Primärwicklung des Transformators
und ein übersetzter Strom durch die Diode D2 und die Speicherdrossel L.
Der Strom iL steigt, da sich in der Speicherdrossel L ein Magnetfeld aufbaut.
Der Kondensator Ca wird aufgeladen.
Die Dioden D1 und D3 sperren .
Sperrphase
Öffnet der Schalttransistor T, so wird Trafo über D1 entmagnetisiert
(2. Spule führt iT weiter mit umgekehrtem Vorzeichen).
iD2 wird null, D2 sperrt, die Polarität der Spannung an L wechselt.
Der Spulenstrom iL fließt nun über die Freilauf-Diode D3 weiter.
Der Kondensator Ca wird aus der in L gespeicherten Energie weiter geladen.
Der Kondensator Ca dient als Energiereservoir für die Last Ausgang.
24
Gegentakt Flusswandler
Für den hohen Leistungsbereich
Computernetzteile, Netzteile in Monitoren, Druckern und Fernsehgeräten …
Entmagnetisierung entfällt da Trafo symmetrisch genutzt
Normaler Trafo (keine Speicher-L Funktion)
Alternative Funktions-Betrachtung:
T1, T2 zerhacken DC, Trafo übersetzt, Zweiweggleichrichter mit Filterdrossel
25
Sperrverzug Dioden
Wandler mit
z.B fs = 400 kHz
T= 1/fs = 250 ns
Schnelles Ausschalten der Dioden bestimmt Wirkungsgrad:
• Fast Recovery Dioden mit kurze Sperr-Erholungszeit bei hoher Spannungsfestigkeit
• SiC Schottky Dioden praktisch ohne Speicherzeit und bis 400 V (erst seit 2004)
26
DC/AC: Resonanzwandler(1)
Prinzip Bucherot-Schaltung
Bei der Wahl
ωo = 2πfo =
fo
wird IR unabhängig von R
IR =
fo
1
LC
U
jωoL
Stromquelle !
Rechteck statt Sinus ergibt nur 4% Verluste
Oberwellen vernachlässigbar
Dafür einfach herstellbar mit el. Schalter
27
Resonanzwandler(2)
Normierter Ausgangstrom
X0 =
L
C
L=
U
ω0IR
Q=
R
X0
ω0 =
C=
1
LC
IR
ω0U
Normierte Taktfrequenz
Wahl niedriger Güte Q<2
Ausgangstrom lässt sich durch Wahl der Frequenz verändern
Kennlinie recht gut linear oberhalb Resonanzfrequenz ωo
28
Resonanzwandler(3)
auch Inverter genannt
Realisierung der Rechteckspannung:
• H-Brücke mit 4 Transistoren: T1, T4 bzw. T2, T3 gleichzeitig geschaltet
• Es dürfen nie alle 4 T leitend sein: ‚Break before Make‘ Schaltertechnik
• Präzise Ansteuerung und hohe Schalt-Geschwindigkeit notwendig.
• Typisch auf 45 % leitend eingestellt
29
Resonanzwandler(4)
Anwendung
Prinzip: selbstschwingend typ. 30…100 kHz, bis 600 V AC, einige 10 mA
Beispiele: Stromsparlampen, Hintergrundbeleuchtung Flachbildschirme,
TFT, Solarstrom Wechselrichter…
30
AC-DC Wandler(1)
230 V Netz
Problem bei grossen Leistungen:
Schlecht:
• Strombezug ist stark nicht-sinusförmig (kurzes Nachladen Elko)
• Hoher Oberwellenanteil! Gelangt aufs Netz und stört
! Für Verbraucher über 75 W gibt es geltende Normen EN61000-3-2
31
AC-DC Wandler(2)
230 V Netz
klein
gross
Lösung gegen Oberwellen
• DC/DC1: Aufwärtswandler der gleichgerichteten Spannung auf 350..400V
Arbeitet als „Power Factor Corrector “ - Schaltung (PFC) so,
dass der Netzstrom proportional zur Netzspannung ist.
• DC/DC2: Buck Typ: Stellt gewünschte DC Spannung her.
32
AC-DC Wandler(3)
DC/DC 1:
Tastverhältnis wird nicht konstant gehalten sondern
über 50 Hz Halbperiode sinusförmig variiert, synchron zu Netzspannung
z.B. Fairchild ML4821
Literatur: Application Note Fairchild AN-42047
Dies sind spezialisierte Bauteile. Fragen sie den Hersteller und lesen sie
die Application Notes.
33
Ladungspumpe
Es geht – wenn auch beschränkt – ohne L
Spannungsverdoppler
Vout = 2 Vin
t1: S2 und S3 geschlossen Cp: Vin
t2: S1 und S4 geschlossen Cp: -Vin, Ca: 2 Vin
alle C‘s z.B. 10 uF
Spannungs-Inverter
Vout = -Vin
t1: S1 und S3 geschlossen
t2: S2 und S4 geschlossen
Für Verdoppler gilt:
P
∆Q ⋅ f ⋅ Ua
Ua
η= a =
=
Pe ∆Q ⋅ 2f ⋅ Ue 2 ⋅ Ue
Nur für kleine Leistungen geeignet, η = 97%
AP
34
Ladungspumpe
Funktion
Ue
Spannungsverdoppler
Ua = 2 Ue
t1: S2 und S3 geschlossen Cp: Ue
t2: S1 und S4 geschlossen Cp: -Ve, Ca: 2 Ve
alle C‘s z.B. 10 uF
Berechne Spannungsschleife
Ua =2·Ue
Ue
2Ue
35
Bsp. Ladungspumpe
engl.: Charge Pump oder
Switched Capacitor Converter
Linear Technology LTC 1517-5:
Vin 2.7 – 5 V, Vout 5 V 30 mA
LT1044: Doubler or Inverter
Dies sind spezialisierte Bauteile. Fragen sie den Hersteller und lesen sie
die Application Notes.
36
Regelung für Schaltregler
Regler
37
Blockbild Regelstrecke
zum FET
vom Ausgang
Am besten geeignet Proportional/Integral Regler: PI-Regler
Hohe Frequenzen werden wenig verstärkt Geschwindigkeit, Stabilität
DC wird beliebig verstärkt kein Restfehler
38
PI-Regler
Tiefe Frequenzen – hohe Verstärkung
Hohe Frequenzen – geringe Verstärkung
T( s) = −
1
2πR 2C
R2
1 + sR 2C
sR1C
s = jω
10ms
Bsp.
R2
R1
39
Simulationsübung 2
L1 Induktivität 1m
L2 Induktivität 10u
10:1
ILade
ULast
SD MBR1645
+
N2
IT
UNetzp 160
RG 22
Xpw m
T IRF820
Csieb 2.2m
RLast 20
RLast 2
-
+
N1
LastEin
TLast IRF540
ZG 1N4746
LastEinAus 1k
U3 -15
+
R7 10k
Rref 390
Uregler
R6 3k
Dreieck
+
+
U6 15
Comparator LM318
U4 -15
+
+
+
C2 10n
5V-Ref 1N4733
+
Rb
+
+
U5 15
Ra 1k
Buffer LM318
Simulation eines 12 V / 100 W Sperrwandler.
N2/N1 = 0.1, Vin = 160 Vp , Sperrwandler Schaltung ist bereits dimensioniert.
Zeichnen sie das OpAmp Schema für den PI-Regler
40
Simulationsübung 2
SperrwandlerSimpleReglerSim2010.TSC
Sperrwandler (primär getaktetes Schaltnetzteil)
Eingang = 160V (110V-60Hz-Netz), Ausgang = 12V, 100W, Schaltfrequenz = 30kHz
Mit Voltage-Mode-Regelung
Design Rb für Vout = 12V
Design R2, R3 für
P-Verstärkung 200
und PI-Grenzfrequenz 400 Hz
L1 Induktivität 1m
L2 Induktivität 10u
10:1
ILade
ULast
SD MBR1645
+
N2
IT
UNetzp 160
RG 22
Csieb 2.2m
T IRF820
Xpw m
RLast 20
RLast 2
-
+
N1
Transient Sim 1ms…5ms
TLast IRF540
LastEin
ZG 1N4746
LastEinAus 1k
Rref 390
R2
R7 10k
U3 -15
+
Uregler
C1 1n
+
U2 -15
R6 3k
+
+
+
U6 15
Comparator LM318
R2 10k
C2 10n
+
R1 10k
-
U4 -15
+
-
+
+
+
R3
Dreieck
+
U7 15
Uerror
+
U8 -15
+
Dreieck: 30 kHz, +- 13 V,
R6, R7 verhindern 100% on von T
Rb
+
+
U1 15
Regler LM318
R4 10k
5V-Ref 1N4733
R5 10k
Diff Verstärker LM318
+
+
U5 15
Buffer LM318
Ra 1k
41
Simulationsübung 2
SperrwandlerSimpleRegler_PISim2010.TSC
Sperrwandler (primär getaktetes Schaltnetzteil)
Eingang = 160V (110V-60Hz-Netz), Ausgang = 12V, 100W, Schaltfrequenz = 30kHz
Mit Voltage-Mode-Regelung
L1 Induktivität 1m
L2 Induktivität 10u
10:1
N1
ILade
ULast
SD MBR1645
+
N2
+
Schritt
Transient Sim 1ms…5ms
IT
UNetzp 160
RG 22
Csieb 2.2m
RLast 2
-
+
20%Step
Design Rb für Vout = 12V
Design R2, R3 für
P-Verstärkung 200
und PI-Grenzfrequenz 400 Hz
T IRF820
Xpw m
ZG 1N4746
SW-SPST1
400k
R7 10k
U3 -15
+
R2
Uregler
C1 1n
-
+
+
U6 15
Comparator LM318
Rref 390
R2 10k
C2 10n
+
R1 10k
-
U4 -15
+
-
+
+
+
R3
Dreieck
+
U7 15
Uerror
+
U2 -15
R6 3k
+
Mit/ohne C1
R3 10k/20k
2k
+
U8 -15
-
+
U1 15
Regler LM318
Dreieck: 30 kHz, +- 13 V,
R6, R7 verhindern 100% on von T
R4 10k
R5 10k
Diff Verstärker LM318
1.5k
Rb
+
+
5V-Ref 1N4733
+
+
U5 15
Buffer LM318
Ra 1k
42
Zusammenfassung
43
Zusammenfassung
44
Zusammenfassung
45
46