Die Realisierung - emsp.tu

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Die Realisierung des Mischults SILVESTRIS im Detail.
Von Dimitri Becker, Felicia Lin, Kilian Moser, Oliver Peters, Sven Queisser, Adam Rämer, Christian
Rudat, Sebastian Wolf und Henry Westphal.
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Das Summenmodul in klassischer TriodenverstärkerTechnik.
Allgemeines.
Es standen zunächst zwei Schaltungsvarianten zur Wahl:
-
-
Eine klassische Eintaktschaltung mit dem Ausgangsübertrager im Anodenkreis der Endröhre. Mit
dieser Schaltung werden Spannungs- und Leistungsverstärkung mit einer einzigen Röhre
ausgeführt.
Die Ansteuerung des Ausgangsübertragers über einen Kathodenfolger, der von einer separaten,
spannungsverstärkenden Röhre angesteuert wird.
Die Wahl fiel auf den einen Kathodenfolger verwendenden Ansatz, da sich mit diesem die folgenden
Vorteile ergeben:
-
Geringer Ausgangswiderstand, die Ausgangsspannung ist nahezu von der Last unabhängig.
Keine Probleme mit primärseitigen Überspannungen bei unabgeschlossenem Ausgang.
Aus Vorüberlegungen heraus wurde der Signalpegel auf den Summenleitungen mit 1Vpp bei einer
Aussteuerung von 0dB (das entspricht +6dBu am Ausgang des Mischpults) festgelegt.
Der Detailentwurf der Kathodenfolger-Stufe.
Die Ausgangsspannung bei 0dB-Pegel ist +6dBu, das ist 1,55Veff bzw. 4,38Vpp.
Es soll eine Aussteuerungsreserve bis +16dB (Faktor 6,3), das ist dann 27,6Vpp vorhanden sein.
Bei einer Last von 600 Ohm ergibt sich dann ein Ausgangsstrom von 46mApp. (+/-23mA
Scheitelwert)
Aufgrund von Vorüberlegungen wird ein Übertrager LUNDAHL LL1680 mit einem Windungsverhältnis
von 18/4 als Ausgangsübertrager verwendet.
Die folgende Tabelle zeigt die wichtigsten Kenndaten des Trafos:
Anwendung
Windungsverhältnis
Primärer Gleichstrom für 0,9 Tesla
Primärinduktivität
Frequenzgang +0,-1.5dB (ref. 1kHz)1kHz
Quellimpedanz: 15kΩ
Lastimpedanz: 600Ω
Maximale Primärspannung(RMS) bei 30Hz
Maximale Sekundärspannung (RMS) bei 30Hz
15 kΩ : 600 Ω symmetrischer Ausgang
18 : 4
5 mA
210 H
15 Hz – 50 kHz
150 V
33 V
Primärseitig ist dann, gemäß dem Windungsverhältnis von 18 / 4 ein Widerstand von 600 Ohm *
(18/4)2 = 12,15 kOhm wirksam.
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Bei maximaler Aussteuerung von +16dB fließt primärseitig ein Strom von 46mApp * 4 / 18 =
10,2mApp. Hierbei liegt dann eine Spannung von 27,6Vpp * 18/4 = 124Vpp über der Primärwicklung
an.
Nach einigen Proberechnungen kristallisierte sich folgende geeignete Lösung heraus:
-
Es wird die Röhre 12AT7 verwendet, die sowohl einen hohe Verstärkungsfaktor als auch einen
hohen möglichen Anodenstrom aufweist.
Es werden zwei 2 Systeme der 12AT7 parallelgeschaltet.
Das Ruhe-Kathodenpotential beträgt 250V.
Der Ruhestrom (Summe beide Systeme) beträgt 10mA.
Als Betriebsspannung wird 450V gewählt.
Damit ergibt sich ein Kathodenwiderstand von:
250V / 10mA = 25kOhm.
Der Ausgangsübertrager wird über einen Kondensator angekoppelt. Es soll hierbei eine untere
Grenzfrequenz von ca. 8 Hz realisiert werden:
C = 1/ (2π* 8 Hz * 1,215 * 104 Ohm) = 1,6uF
Es wird ein Polypropylen-Folienkondensator mit dem Wert 2,0uF gewählt. (Polypropylen hat eine
besonders geringe dielelektrische Absorption)
Aus der (wechselstrommäßigen) Parallelschaltung der Trafo-Primärwicklung und des
Katodenwiderstands ergibt sich ein resultierender Gesamt-Lastwiderstand von 25 kOhm parallel
12,15kOhm = 8,17kOhm.
Um den Entwurf zu vereinfachen, werden die Ruheströme halbiert und die Lastwiderstände
verdoppelt und auf ein einzelnes der beiden parallelgeschalteten Röhrensystem bezogen.
Es ergeben sich die folgenden Parameter:
Ua = 450V – 250V = 200V
Ia = 5mA
Rlast DC = 50kOhm
Rlast AC = 16,35 kOhm
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In das Kennlinienfeld wird die Arbeitsgerade für den 16,35 kOhm- Gesamt-Lastwiderstand und der
bereits definierte Arbeitspunkt eingetragen:
Kennlinienfeld zur Ermittlung der Gittervorspannung und des Aussteuerbereichs des Kathodenfolgers
Diese Abbildung ist lediglich eine symbolische Darstellung, die im Text genannten Zahlen wurde mit
Bleistift und Lineal auf einem Ausdruck des Kennlinienfelds in A3-Größe gewonnen.
Man erhält die folgenden Ergebnisse
Die Gitterspannung im Ruhezustand ist 2,24V. Der Aussteuerbereich beträgt 200V +/-80V = 160Vpp,
das ist mehr als die geforderten 124Vpp.
Der Teilwiderstand im Kathodenkreis zum Abgreifen der Gittervorspannung ist ½ ( 2,24V / 5mA) =
224 Ohm, es wird der Normwert 220R verwendet. Der Faktor ½ ist darin begründet, daß dieser
Widerstand für beide Röhrensysteme gemeinsam ist.
Die Verlustleistung im 25kOhm-Kathodenwiderstand ist: (250V)2 / 25kOhm = 2,5W. Es wird daher ein
5W-Widerstand vorgesehen.
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Die folgende Abbildung zeigt die dimensionierte Schaltung:
+450V
1
V?A
12AT7
1
V?A
12AT7
C??
??
3
2
3
2
C??
2uF
R?
680K
R?
220R
LL1680
T?
18
4
ZLast
600R
0dB = +6dBU
R?
25K 5W
Die Schaltung des Kathodenfolgers
Die Verstärkung der Schaltung wird aus dem obigen Kennlinienfeld grob abgeschätzt.
Die Ausgangsspannung überstreicht einen Bereich von 160V.
Die Gitterspannung überstreicht einen Bereich von 8V.
Die Eingangsspannung ist die Summe aus der Ausgangsspannung und der Gitterspannung (die
beide phasengleich zueinander sind)
U ein = U aus + Ug = 160V + 8V = 168V.
Die Verstärkung ist dann:
V = 160V/168V = 0,952.
Damit wird dann, zum Erreichen einer Aussteuerung von +16dB, eine Spannung von 130,2Vpp am
Eingang der Kathodenfolgerstufe benötigt. Zum Erreichen einer Aussteuerung von 0dB wird eine
Steuerspannung von 20,6Vpp benötigt.
Die Spannungsdifferenz zwischen Heizkreis und Kathoden der 12AT7 darf maximal +/-90V betragen.
Daher ist es sinnvoll den Heizkreis auf ein Potential von +250V zu legen. Beim Einschalten des
Mischpults sind die Kathoden der 12AT7 jedoch zunächst auf Massepotential, da die Kathoden der
Röhren noch kalt sind, womit kein Anodenstrom fließt. Damit wäre für einige Sekunden bei jedem
Einschalten eine deutlich zu hohe Spannungsdifferenz vorhanden.
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Dieses Problem wird dadurch gelöst, daß man die Anodenspannung durch eine entsprechende
Auslegung des Netzteils erst nach dem Ablauf einer bestimmten Zeit, nach der das Aufheizen aller
Kathoden im Mischpult angenommen werden kann, zuschaltet. Die das Heizkreispotential
bestimmende Spannung wird hierbei mit einem Spannungsteiler aus der verzögert zugeschalteten
Anodenspannung mit einem Spannungsteiler abgeleitet.
Um Klickbeanspruchungen von Lautsprechern und hohe Ladestromtransienten in
Abblockkondensatoren zu vermeiden wird die Anodenspannung vom Netzteil in Form eines
langsamen Anstiegs zugeschaltet.
Der Detailentwurf der spannungsverstärkenden Stufe.
Aus Vorüberlegungen heraus wurde der Signalpegel auf den Summenleitungen mit 1Vpp bei einer
Aussteuerung von 0dB (das entspricht +6dBu am Ausgang des Mischpults) festgelegt, womit dann
eine Verstärkung von 20,6Vpp / 1Vpp = 20,6 für die dem Kathodenfolger vorgeschaltete
spannungsverstärkende Stufe folgt.
Enstprechend der historischen Schaltung des Mischpults BC-5B von RCA wird die Röhre 12AY7
eingesetzt.
Der Arbeitspunkt wird so gewählt, daß sich zum Einen ein ungefähr symmetrischer
Aussteuerungsbereich um die Gitterspannung im Ruhezustand herum ergibt und daß sich zum
Anderen ein Ruhestrom ergibt, der in einem Gebiet mit relativ geringer Parameterabhängigkeit vom
Ruhestrom liegt (siehe zweites Kennlinienfeld in folgender Abbildungsserie)
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Kennlinienfelder zur Ermittlung der Gittervorspannung und des Aussteuerbereichs des
Kathodenfolgers. Diese Abbildung ist lediglich eine symbolische Darstellung, die im Text genannten
Zahlen wurde mit Bleistift und Lineal auf einem Ausdruck des Kennlinienfelds in A3-Größe gewonnen.
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Es wird als gewünschter Arbeitspunkt ein Anodenstrom von 1,4mA und eine Gittervorspannung von
–4V festgelegt.
Weiterhin wird eine Versorgungsspannung der Stufe von +350V festgelegt. Mit bekanntem
Arbeitspunkt und bekannter Versorgungsspannung kann nun die Arbeitsgerade in das Kennlinienfeld
eingetragen werden. Aus dem sich ergebenden Schnittpunkt der Arbeitsgeraden mit der Y-Achse
kann ein Wert des Anodenwiderstands von 350V / 3,5mA = 100kOhm abgelesen werden.
Damit ergibt sich ein Anodenpotential von 350V – ( 100kOhm * 1,4mA) = 250V – 140V = 210V.
Damit ergibt sich der folgende Wert des Kathodenwiderstands:
Rk = Ug/Ia = 4V / 1,4mA = 2,86 kOhm.
Aus dem zweiten abgebildeten Kennlinienfeld können für einen Anodenstrom von 1,4mA die
folgenden Kennwerte abgelesen werden:
Innenwiderstand (Rp) = 38kOhm
Verstärkungsfaktor (µ ) = 42.
Damit ist die Verstärkung der Stufe:
V = -µ * Ra / (Ra + Rp) = -42 * 100K / (100K + 38K) = 30,4.
Die Verstärkung ist höher als der benötigte Wert von 20,6, daher wird sie dadurch reduziert, daß ein
Teil des Kathodenwiderstandes nicht kapazitiv überbrückt wird.
Hierfür gilt der folgende Zusammenhang, der dem Buch „Guitar Amplifier Preamps“ von Richard
Kuehnel entnommen wurde:
V = -µ * Ra / (Ra + Rp + (µ +1) Rk )
Rk ist hierbei der nicht kapazitiv überbrückte Teil des Kathodenwiderstandes.
Dieser Zusammenhang soll vor seiner Verwendung noch anschaulich erklärt werden:
Zunächst einmal wird der Unterschied zum bekannten Zusammenhang bei überbrücktem
Kathodenwiderstand herausgearbeitet:
V = -µ * Ra / (Ra + Rp + (µ
(µ +1) Rk )
V = -µ * Ra / (Ra + Rp
)
(nicht überbrückt)
(überbrückt)
Man erkennt, daß sich der wirksame Innenwiderstand vom ursprünglichen Wert Rp auf den Wert
Rp + (µ +1) Rk erhöht, womit dann die Verstärkung zurückgeht.
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Dies kann anhand der folgenden Schaltung gezeigt werden:
+Ua
1
V?A
12AY7
2
3
Ug =
Const
Rk
??
Schaltung zur Herleitung der Verstärkung bei nicht kapazitiv überbrücktem Kathodenwiderstand
Der Innenwiderstand ist der Quotient aus [d Ua] / [d Ia] bei Ug = const.
Stellen wir uns nun vor, der Kathodenwiderstand wäre nicht vorhanden. Dann wäre der zusätzliche
Term (µ +1) Rk Null. Dies ist, wechselstrommäßig, der Fall, wenn der Kathodenwiderstand mit einem
Kondensator überbrückt wäre.
Wenn der Verstärkungsfaktor µ der Röhre unendlich hoch wäre, dann würde die Spannung über Rk
unabhängig vom Wert der Anodenspannung stets konstant sein, der Strom durch Rk und damit der
Anodenstrom, wäre eingeprägt, der Quotient aus [dUa] und [dIa] wäre Null, was einem unendlich
hohen Innenwiderstand entspräche. Wenn µ gegen unendlich strebt, dann strebt auch der Term
(µ +1) Rk gegen unendlich.
Wenn der Verstärkungsfaktor µ der Röhre dagegen Null wäre, wäre der resultierende Innenwiderstand
die Summe aus dem Innenwiderstand der Röhre und dem Kathodenwiderstand, der Term (µ +1) Rk
wird zu Rk.
Die Formel wird nun umgestellt, um den nicht zu überbrückenden Teil des Kathodenwiderstandes zu
ermitteln:
V
= -µ * Ra / (Ra + Rp + (µ +1) Rk )
V * (Ra + Rp + (µ +1)Rk)
V* Ra + V*Rp + V(µ +1)Rk
V(µ +1)Rk
= -µ * Ra
= -µ * Ra
= -µ * Ra – V*Ra – V*Rp
Rk
= (-µ*Ra – V.Ra – V*Rp) / V (µ +1)
Rk = ( -42 * 100K + 20,6*100K + 20,6*38K) / -20,6 (42+1) = 1,532 kOhm
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Der kapazitiv überbrückte Teil des Kathodenwiderstands ist dann
2,86kOhm – 1,532kOhm = 1,328kOhm
Es werden die naheliegenden Normwerte 1K54 und 1K33 verwendet.
Der Überbrückungskondensator wird für eine untere Grenzfrequenz von 8 Hz abgeschätzt:
1/ [2pi * 8Hz * 1K33] = 15uF
In dieser Rechnung ist jedoch nicht die gegenüber den reinen Ohmwerten reduzierte Impedanz an
der Kathode der Röhre berücksichtigt (da diese in Bezug auf den Kathodenwiderstand wie ein
Kathodenfolger arbeitet). Daher wird ein deutlich größerer Wert von 47uF vorgesehen.
Es ergibt sich die folgende Gesamtschaltung:
+450V
+350V
1
V?A
12AT7
1
V?A
12AT7
R?
100K
C??
47nF
2
1
V?A
12AY7
2
Summe
P??
C??
100nF
3
2
3
50K
C??
2uF
R?
1M
3
T?
LL1680
R?
680K
R?
324R
R?
1K54
4
18
ZLast
600R
0dB = +6dBU
R?
25K 2,5W
R?
1K33
+
C?
47uF
AussteuerungsAnzeige,
hochohmig
angebunden
Gesamtschaltung eines Kanals eines Summenmoduls
Die Aussteuerungsanzeige wird hochohmig an die Primärwicklung des Ausgangsübertragers
angeschaltet.
Um auch das zweite Triodensystem der spannungsverstärkenden 12AY7 zu nutzen werden auf einer
Leiterplatte zwei Kanäle untergebracht, die sich dann eine 12AY7 „teilen“.
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Die Summierung.
Die Pegel von (untereinander verschiedenen) Musiksignalen werden geometrisch addiert. Summiert
man drei Musiksignale mit identischem Pegel dann erhält man eine Pegelerhöhung um den Faktor
Wurzel (3) = 1,732.
Es sind insgesamt 9 Kanalmodule vorgesehen. Es sollen, im Sinne einer späteren Erweiterbarkeit, bis
zu 12 Kanalmodule möglich sein.
Die resultierende Pegelerhöhung, wenn alle Kanäle identisch ausgesteuert sind, ist dann Wurzel 12 =
3,46.
Für nicht vorhandene Module werden mit einem DIL-Schalter schaltbare Abschlußwiderstände
vorgesehen. Der Wert dieser Widerstände entspricht dem Summierwiderstand eines Kanalmoduls. Der
Abschlußwiderstand wird zwischen der Summenleitung und Masse geschaltet.
Zunächst wurde, gemäß der Originalschaltung des BC-5B von RCA, der Wert 22kOhm für die
Summierwiderstände vorgesehen. Im Zuge der weiteren Betrachtungen zeigte sich jedoch, daß
dieser Wert zu einem unnötig hohen Stromfluß in den Treiberstufen der Kanalmodule führen würde,
womit die Verzerrungen zunehmen würden.
Daher wurde der Wert der Summierwiderstände auf 47kOhm erhöht. Es zeigte sich bei näherer
Betrachtung, daß der Wert 47kOhm noch nicht zu störenden Einflüssen der Streukapazitäten der
Summenleitungen nach Masse führt.
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Es ergibt sich das folgende Schaltbild einer Summenleitung:
Ausgang
Kanal 1
R?
47K
R?
47K
R?
47K
R?
47K
R?
47K
Ausgang
Kanal 12
R?
47K
P??
100K
Schaltbild einer Summenleitung
Wenn nur ein einziger Kanal angesteuert würde, dann lägen die „linken“ Anschlüsse der
Summierwiderstände der anderen Kanäle (wechselstrommäßig) an Masse, es ergäbe sich, bezogen
auf den ansteuernden Ausgang des Kanalmoduls, ein Spannungsteiler von 47K zu 11 x 47K . Dies
entspricht einer Teilung von 1 zu 12.
Um ein Ausgangssignal von +6dBu, entsprechend 0dB Aussteuerung zu erreichen, wird auf der
Summenleitung ein Signalpegel von 1,0Vpp benötigt.
Wenn ein einzelner, mit 0dB ansteuernder Kanal bereits die Vollaussteuerung von 0dB am Ausgang
des Summenmoduls bewirken soll, dann ergibt sich bei eine 0dB-Ausgangsspannung der
Kanalmodule von 1,0Vpp * 12 = 12 Vpp.
Bei der vorgesehenen Clipping-Grenze von +16dB ergäbe sich eine benötigter
Aussteuerungsbereich von 12 Vpp * 6,3 = 75,6Vpp.
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Durch die 47k-Summierwiderstände fließt dann näherungsweise ein Wechselstrom von 75,6 Vpp /
(47K + 47K/11) = 75,6Vpp/51K2 = 1,468 mApp.
Die Summenleitung verdient besondere Beachtung bezüglich Streukapazitäten und Störeinstrahlung,
da sie zwingend die gesamte Backplane des Gerätes entlangläuft.
Es soll eine obere Grenzfrequenz von 100kHz erreicht werden Der wirksame Quellwiderstand der
Summenleitung ist dann 47kOhm /12 = 3,9kOhm.
Damit darf die Streukapazität nicht größer als
C = 1 / (2 π * f * R ) = 1 / ( 2π * 100kHz * 2,11kOhm) = 384pF sein. Dies ist in der Praxis ohne
Schwierigkeiten zu erreichen.
Die vollständige Schaltung des praktisch ausgeführten
Summenmoduls.
Die folgende Abbildung zeigt die tatsächlich ausgeführte Schaltung eines Kanals des
Summenmoduls.
+450V
Ausgleich für nicht
vorhandene
Kanal-Module
R115
62K
1
V102A
12AT7
V102B
12AT7
R114
100K
C104
47nF 400V PP
C116
C103
0,47uF 600V 10uF 450V
7
V101A
12AY7
C101
100nF 250V PP
1
2
3
4
2
2
8
Von Summenleitung
und Summen-Fader
+350V
+
3
J101
MF4
47K
47K
47K
47K
47K
47K
47K
47K
47K
47K
1
R101
R102
R103
R104
R105
R106
R107
R108
R109
R110
6
SW101
SW DIP-10
C105
2uF 400V PP
J102
MF2
1
2
Zu Trafo LL1680
3
R111
1M
R116
680K
R118
220R
R113
1K54
J103
MF2
R117
25K 5W
R112
1K33
+
C112
1uF 100V
1
2
Zu
VU-Meter
auf
separater
Baugruppe
C102
47uF 25V
Die tatsächlich ausgeführte Schaltung eines Kanals des Summenmoduls
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Gegenüber dem bereits besprochenen grundsätzlichen Entwurf sind noch einige Ergänzungen
hinzugefügt worden.
-
Der Kathodenkondensator C102/ C112 ist als Parallelschaltung eines Al-Elkos und eines
Folienkondensators ausgeführt, um auch bei hohen Frequenzen eine vollständige kapazitive
Überbrückung sicherzustellen.
-
Die Versorgungsspannung +350V für die Spannungsverstärkerstufe wird aus der
Versorgungsspannung +450V abgeleitet. R115 hätte rechnerisch den Wert (450V – 350V) / 1,4mA
= 71,4 kOhm. (1,4mA ist der gewählte Ruhestrom der Stufe mit V101A.) Durch einen Schreibfehler
wurde jedoch ein Strom von 1,6mA angenommen, was zu dem nun verwendeten Wert von
62kOhm führte. Da die Schaltung in der Praxis einwandfrei arbeitet, wurde der Wert von 62kOhm
in der Schaltung belassen. Im Zuge eines Redesigns sollte R115 jedoch auf 68kOhm erhöht
werden.
C103 wurde aus praktischen Gründen mit 10uF dimensioniert, die Grenzfrequenz aus 10uF und
der Parallelschaltung von 100kOhm und 62kOhm beträgt 0,42Hz. Sicherheitshalber wurde dem
Elektrolytkondensator (C103) ein Folienkondensator(C116) parallelgeschaltet.
-
Im Gitterkreis wurde (vorsichtshalber) ein Hochpaß (C101 und R111, fg 1,6 Hz) vorgesehen, bei
einem Redesign kann dieser jedoch entfallen, da die Summenleitung gleichspannungsfrei ist.
-
Die bereits besprochenen schaltbaren Abschlußwiderstände wurden in die Schaltung eingefügt
(SW101, R101 bis R110). Pin1 von J101 ist direkt mit der Summenleitung verbunden.
Die folgende Abbildung zeigt die praktische Ausführung der Annodenspannungszuführung und der
Heizkreise.
V101C
12AY7
V102C
12AT7
5
+450V
12,6V 0,15A
1
2
9
9
Bezugspotential +250V
9
A
4
+450V
1
2
A
A
Bezugspotential GND
12,6V 0,3A
5
B
1
2
5
J109
MF2
B
J108
MF2
B
J107
MF2
V103C
12AT7
4
4
+450V
+
C114
0,47uF 600V
C115
10uF 600V
R139
+450V
10K
R137
604K
R138
590K
C111
47nF 400V
Anodenspannungszuführung und Heizkreise
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Die Anodenspannung wird mit einem 10uF-Elektrolytkondensator und einem parallelgeschalteten
Folienkondensator abgeblockt. Die Heizfäden der Doppeltrioden werden in Serie geschaltet und mit
12,6V versorgt. Damit halbiert sich der Heizstrom, womit sich die Auslegung der Heizkreisversorgung
und –Verkabelung vereinfacht.
Die Bezugspotentiale werden den Heizkreisen über hochohmige Widerständen (R139) bzw.
Spannungsteiler (R137, R138) zugeführt, auf diese Weise werden die Kurzschlußströme bei
Fehlanschluß oder bei einem möglichen röhreninternen Kurzschluß begrenzt.
Mit R137 und R138 ergibt sich ein Spannungsteilerverhältnis von 590K / (590K + 604K) = 0,494, womit
sich ein Potential der angeschlossenen Heizleitung von 450V * 0,494 = 222V ergibt, das hinreichend
nahe an 250V liegt. (Hinweis: Hier Rechen/Übertragungsfehler, mit R137 = 470K ergäbe sich ein
Potential von exakt 250V, das sollte beim Redesign umgesetzt werden)
Der Test und die Inbetriebnahme des Summenmoduls.
Zunächst wurden die Gleichstroms-Arbeitspunkte überprüft. Für diese und die folgenden Messungen
wurden fabrikneue Röhren 12AY7 von TAD und 12AT7 von Electro-Harmonix verwendet
Messungen an den Kathodenfolger-Stufen:
Größe
Versorgungsspannung
Spannungsabfall
über
Kathodenwidersta
nd (25kOhm)
Spannungsabfall
über
Kathodenwidersta
nd (25kOhm)
Gittervorspannung
Gittervorspannung
Meßpunkt
gemessen
450,6V
berechnet
450V
Abweichung
R117
239,6V
250V
-4,2%
R135
233V
250V
-6,8%
R118
R136
2,11V
2,05V
2,24V
2,24V
-5,8%
-8,5%
Messungen an der Spannungsverstärker-Stufen:
Größe
Versorgungsspannung 350V
Versorgungsspannung 350V
Anodenpotential
Anodenpotential
Gittervorspannung
Gittervorspannung
Meßpunkt
C103
gemessen
359,6V
berechnet
350V
Abweichung
+2,7%
C108
361,1V
350V
+3,1%
V101 Pin 1
V101 Pin 6
V101 Pin 8
V101 Pin 3
216V
219,8V
4,1V
4,03V
210V
210V
4,0V
4,0V
+2,9%
+4,7%
+2,5%
+0,75%
(Hinweis: Durch einen Ablese/Rechenfehler wurden die Widerstände R118 und R136 bei der ersten
aufgebauten Baugruppe nicht mit dem korrekten Wert 220 Ohm sondern mit dem Wert 324 Ohm
bestückt. Dies wurde durch das Parallelschalten von 680 Ohm zu den vorhandenen 324 Ohm, womit
sich 219,4 Ohm ergeben korrigiert)
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Messungen an der Gesamtschaltung:
Größe
Aussteuerbereich
mit Rl = 600 Ohm
Aussteuerbereich
mit Rl = 600 Ohm
Verstärkung der
ersten Stufe
Verstärkung der
ersten Stufe
Meßpunkt
Sekundärwicklung
Ausgangstrafo
Kanal A
Sekundärwicklung
Ausgangstrafo
Kanal B
Gitter
Kathodenfolger
Kanal A
Gitter
Kathodenfolger
Kanal B
gemessen
32,6Vpp
erwartet
min. 27,6Vpp
Abweichung
31,4Vpp
min. 27,6Vpp
21,4
20,6
+2,9%
20,9
20,6
+1,4%
Man erkennt, daß die zuvor berechneten Werte im Rahmen der für Röhrenschaltung üblichen
Toleranzen bestätigt wurden. Die größte Abweichung zwischen errechneten und gemessenen Werten
beträgt 8,5%.
Die Meßwerte der zweiten aufgebauten Baugruppe unterschieden sich nur unwesentlich.
Das folgende Diagramm zeigt den mit einem D-Scope III-Analyzer aufgenommenen Frequenzgang
eines Summenmodul-Kanals.
Der Frequenzgang eines Summenmodul-Kanals
Man erkennt, daß der Frequenzgang im Bereich 30 Hz bis 20kHz um nicht mehr als +/-1dB abweicht.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
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Realisierung
Die Klirrspektren des Summenmoduls wurden, mit verschiedenen Röhrenbestückungen, ebenfalls mit
dem D-Scope III-Analyzer untersucht:
Klirrspektrum mit Röhre V101= 12AY7 von TAD und einer Ausgangsspannung von 1,94V effektiv =
+1,95dBu.
Klirrspektrum mit Röhre V101= 6072/12AY7 von GE (Original 50-er Jahre) und einer
Ausgangsspannung von 1,97V effektiv = +2,08dBu.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
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Realisierung
Hierbei ergab sich mit der Röhre 12AY7 von TAD zwar ein geringerer Gesamt-Klirrfaktor als mit einer
Original-Röhre 6072/12AY7 von GE aus den 1950-er Jahren. Der Abfall der Intensität der Klirrprodukte
mit ihrer Ordnung unterscheidet sich jedoch deutlich.
Zur klanglichen Beurteilung wurde ein CD-Player an den Eingang des Summenmoduls
angeschlossen. Der Ausgang des Summenmoduls wurde an eine BLACK CAT 2-Anlage mit PlasmaHochtönern angeschlossen.
Der subjektive Klangeindruck mit der TAD-Röhre wurde von allen Zuhörern als „unschön“
charakterisiert. Der Klangeindruck mit der GE-Röhre wurde dagegen mit Aussagen wie „warmer,
schöner Klang“, „klingt besser als das Original“, „so richtig fiftiesmäßig“ von allen Zuhörern positiv
bewertet.
Die Frage, ob man die als positiv empfundenen Klangeindrücke, etwa durch andere
Arbeitspunkteinstellungen, auch mit einer (wesentlich preiswerteren) heutigen TAD-Röhre erzeugen
kann bedarf noch der Klärung.
Bei den Röhren der Kathodenfolger-Stufen ließ sich keine signifikante Abhängigkeit des Klirrspektrums
bzw. des Klangbilds von der spezifischen Röhrenbestückung erkennen, hier wurden Röhren aus
heutiger Produktion (Electro-Harmonix) mit Valvo-Röhren aus den 1960-er Jahren verglichen.
Für alle weiteren Tests wurde die Bestückung mit Vintage-Röhren beibehalten.
Zu einem späteren Zeitpunkt wurde untersucht, inwieweit sich eine Veränderung einstellt, wenn man
die als Polypropylen-Kondensatoren ausgeführten Ausgangskondensatoren C105 und C110 durch
Ölpapier-Kondensatoren ersetzt. Hierbei ergab sich, überraschenderweise, nicht die geringste
klangliche Änderung.
Auch bei dem Ersatz anderer Polypropylen-Kondensatoren auf dieser Baugruppe durch
Ölpapierkondensatoren konnte nicht die geringste klangliche Änderung festgestellt werden.
Ein Kontrollversuch ergab, daß die Ölpapierkondensatoren wie erwartet eine deutlich höhere
dielelktrische Absorption als die Polypropylen-Kondensatoren zeigten, also keine Verwechslung vorlag.
Die Aussteuerungsanzeige.
Für die Aussteuerungsanzeige werden Drehspulinstrumente 250uA/750Ohm mit dB-Skalierung
vorgesehen. Als Vorbild für die Ansteuerschaltung dient die von Rod Elliott unter
http://sound.westhost.com/project55.htm veröffentlichte Schaltung, die bei einer Internetrecherche
gefunden wurde.
Diese Schaltung arbeitet mit Operationsverstärkern. Da sich die Schaltung nicht im Signalweg
befindet, spricht an dieser Stelle nichts gegen die Verwendung von platz- kosten- und
stromsparenden Operationsverstärkern.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
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Die folgende Abbildung zeigt die Originalschaltung von Rod Elliot:
Originalschaltung von Rod Elliott Quelle http://sound.westhost.com/project55.htm
Die Schaltung hat neben ihrer Übersichtlichkeit den Vorteil, daß sich sowohl eine konventionelle VUMessung als auch eine, eventuell für den Studiobetrieb besser geeignete, PPM- (Peak Power Meter)
Messung realisieren läßt.
Die Schaltung arbeitet wie folgt: Die mit U1A aufgebaute invertierende Verstärkerstufe dient zur
Anpassung an den Signalpegel am verwendeten Eingang, mit dem Potentiometer VR1 wird der 0dBAbgleich vorgenommen. D1 und D2 arbeiten, in Verbindung mit der mit U1B aufgebauten
Inverterstufe als Zweiweggleichrichter. Durch Aufladung von C1 bzw. C2 findet eine
Spitzenweggleichrichtung statt. R6 stellt einen Entladepfad für C1 bzw. C2 dar. Der mit Q1
aufgebaute Spannungsfolger sorgt für einen Abgriff der über C1/C2 anliegenden Spannung bei nur
geringer Belastung der Kondensatoren. D3, vorgespannt über R9 kompensiert die Basis-EmitterSpannung von Q1.
Bei üblicher VU-Messung ist C1 abgetrennt, es wird die relativ kleine Zeitkonstante aus C2 und R6 von
47nF * 1M = 47ms wirksam. Bei PPM-Messung ist C1 dagegen wirksam, die Zeitkonstante beträgt
dann 10uF * 1M = 10s. Damit werden Signalpeaks, die kurzzeitige Übersteuerungen verursachen
können, deutlich angezeigt, die Anzeige ist jedoch auch träger als bei „normaler“ VU-Messung. R8
dient zur Dämpfung der Dynamik des Meßwerks.
Es soll nun die Spannung am Ausgang der mit U1A aufgebauten Stufe (an U1/Pin1) bestimmt werden,
die zum Erreichen eines Strom von 50uA durch das Meßwerk benötigt wird, um in einem
nachfolgenden Schritt den Widerstand R1 an die vorhandene Eingangsspannung anzupassen bzw.
einen geeigneten Spannungsteiler vorzusehen.
Es wird zunächst, entsprechend der Verhältnisse an der Originalschaltung, von einem Widerstand des
Meßwerks von 2kOhm ausgegangen. Damit liegt dann bei Vollausschlag eine Spannung von 2kOhm
* 50uA = 100mV über dem Meßwerk und auch über R8 an. Durch R8 fließt dann ein Strom von
100mV/220R = 455uA. Der durch R7 fließende Gesamtstrom ist dann 455uA + 50uA = 505uA. Damit
fällt an R7 eine Spannung von 0,505mA * 4,7kOhm = 2,37V ab. Das Potential des Emitters von Q1 ist
dann: -0,7V (D3) + 0,1V (Meßwerk/R8) + 2,37V (R7) = 1,77V. Das Potential an der Basis von Q1 ist
dann 1,77V + 0,7V = 2,47V. Wenn man für die Flußspannung von D1 bzw. D2 0,3V annimmt
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
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(Germaniumdiode), dann ergibt sich für einen Strom von 50uA durch das Meßwerk eine Spannung
von 2,47V + 0,3V = 2,77V, gerundet zu 2,8V, am Ausgang von U1A.
Die folgende Abbildung zeigt die Schaltung, wie sie im Rahmen der SILVESTRIS-Prototypen realisiert
wurde:
P301
100K
100K
R304 10K
Von Kath-folger
J301
MF2
1
2
-15V
R303 100K
2
D301
OA91
-
C301
NB
3
+15V
U301A
LM358
4
R301
619K
R308
100R
1
Q301
BC549
+
8
1
R302
100K
J303
CON2
R309
2K2
offen = VU
geschl =
PPM
Versorgung +/-15V
Zu Meßwerk
250uA
2
+15V
C303
47nF
J302
MF4
1
2
3
4
+
+15V
R306 100K
C302
10uF 20V
J304
MF2
D303
1N4148
-15V
+
C305
10uF 20V
+
C306
10uF 20V
4
D302
OA91
7
-15V
8
5
U301B
LM358
+
+15V
-
6
1
2
C304
R311 10uF 20V
4K7
-15V
R305 100K
R310
220R +
R307
1M
+15V
-15V
Im Rahmen der SILVESTRIS-Prototypen realisierte Schaltung
Gegenüber der Originalschaltung wurde lediglich die Beschaltung der Eingangsstufe und der
Vorwiderstand zum Meßwerk (R309) und der Typ des Operationsverstärkers verändert.
Die Beschaltung der Eingangsstufe wurde zur Erfüllung der bereits formulierten Bedingung, daß bei
Vollausschlag des Meßwerks eine Spannung von 2,8V am Ausgang von U301A anliegen soll
ausgelegt.
Der Strom, bei dem das Meßwerk 0dB anzeigt, war zum Zeitpunkt der Dimensionierung noch nicht
bekannt. Daher wurde davon ausgegangen, daß der dem Endwert entsprechende Strom durch das
Meßwerk bei einer Aussteuerung von +16dB erreicht werden soll.
Eine Aussteuerung von +16dB entspricht 124Vpp = 62Vp am Eingang der Schaltung. Mit R304 = 10K
(zu einem späteren Zeitpunkt aufgrund experimenteller Ergebnisse geändert) und P301 in
Mittelstellung ist der insgesamt wirksame Gegenkopplungswiderstand 60kOhm. Es fließt ein Strom von
2,8Vp / 60K = 0,047mA durch R304 und damit auch durch R303.
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Eine erste mögliche Lösung für die Dimensionierung der Widerstände wäre:
R301 ist dann (wenn R302 nicht bestückt und R303 = 0R0) 62Vp/0,046mA = 1,328MOhm.
R301 wird mit 1MOhm bestückt, R303 wird mit 330KOhm bestückt. R302 bleibt unbestückt.
Diese Lösung stellt jedoch nicht zufrieden, da der Quellwiderstand in Bezug auf die
Verstärkerschaltung recht hoch ist. Weiterhin stellt sie keinen befriedigenden Schutz gegen
Überspannungen dar.
Es wurde eine verbesserte Dimensionierung mit geringerem Quellwiderstand gefunden, die zusätzlich
den Operationsverstärker durch ihre spannungsteilende Wirkung vor Überspannungen schützt.:
R303 und R302 werden auf 100K festgelegt.
Bei Aussteuerung mit +16dB ist der Strom durch R303 (im Scheitelpunkt und bei Mittelstellung des
Potentiometers P301, wenn R304 noch den Wert 10kOhm hat): 2,8V/60K = 46,67uA.
Da der Summenpunkt auf Massepotential ist, sind die Ströme durch R302 und R303 identisch.
Die Spannung über R303 sowie R302 ist: 46,67uA * 100K = 4,667V.
Die Spannung über R301 ist dann: 62V – 4,667V = 57,33V.
Hieraus folgt der Wert für R301: 57,33V / ( 2 * 46,67uA) = 614,2kOhm.
Es wird der Normwert 619K gewählt.
Der Spannungsteiler aus R301 und R302 hat ein Teilerverhältnis von 100K / (619K + 100K) = 0,139.
Die maximale Signalspannung an der Primärwicklung des Ausgangsübertragers ist 160Vpp = 80Vp
(Meßergebnis am Prototyp, bei höheren Spannungen setzt das Clipping ein).
Bei einer angenommenen Spannung von 200Vpp = 100Vp würde, wenn R303 nicht vorhanden
wäre, eine Spannung von 100Vp * 0,139 = 13,9V über R302 anstehen.
Im praktischen Aufbau wurde jedoch ein anderes Meßwerk als den ursprünglichen Berechnungen
zugrunde gelegt wurde eingesetzt. Es hat einen Meßbereich von 250uA und einen Widerstand von
750 Ohm.
In diesem Zusammenhange wurden zwei Widerstandswerte geändert:
R309 wurde von 4,7kOhm auf 2,2kOhm verringert.
Hierbei lag folgender Gedankengang zugrunde:
Bei Vollausschlag liegt am Meßwerk eine Spannung von 250uA * 750 Ohm = 0,1875V an.
Damit fließen durch R310: 0,1875V / 220 Ohm = 0,852mA.
Damit fließen durch R309 0,852mA + 0,25mA = 1,10mA.
Das ist ungefähr der doppelte Strom, als er in der Originalschaltung fließt. Daher wird R309 ungefähr
halbiert, von 4,7kOhm auf 2,2kOhm.
Bei zukünftiger Verwendung der Schaltung sollte R309 jedoch von 2,2kOhm auf 1,8kOhm reduziert
werden, da man sich mit 2,2kOhm an der Grenze des Einstellbereichs von P301 befindet.
R304 wurde von 10kOhm auf 100kOhm erhöht, da das Verhältnis zwischen den zur 0dB-Anzeige
durch das Meßwerk fließende Strom zu dem bei Vollausschlag fließenden Strom von der
ursprünglichen Annahme abwich. Der neue Wert wurde experimentell festgelegt.
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Anstelle des nicht mehr gebräuchlichen Operationsverstärkers RC1458 wurde der heute übliche,
etwas schnellere, Baustein LM358 verwendet.
Um den Baustein auch bei einem möglichen Ausfall der Versorgungsspannungen +/-15V und
gleichzeitig auftretender Überspannung am Ausgang des Summenmoduls zu schützen sollten bei
einem Redesign Kappdioden vom Verbindungspunkt von R301/R302/R303 zu den
Versorgungsspannungen +/-15V hin vorgesehen werden. Hier ist beispielsweise der Typ FDH300 von
Fairchild mit besonders geringem Leckstrom geeignet.
Das fertiggestellte Summenmodul
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Das Kanalmodul in klassischer Triodenverstärker-Technik.
Die Ausgangsstufen der Kanalmodule.
Die Summenleitungen werden über Summierwiderstände mit dem Wert 47kOhm von den
Kanalmodulen gespeist. Hierzu wird eine Kathodenfolger-Stufe als Ausgangsstufe vorgesehen.
Die Stufe soll eine Ausgangsspannung von 12Vpp @0dB und 75,6Vpp @+16dB abgeben. Bei
+16dB fließt dann ein Laststrom von 75,6Vpp / (47K + 47K/11) = 75,6Vpp / 51,2K = 1,468mApp.
Zunächst wird die Ausgangsstufe in der Originalschaltung von RCA betrachtet, um diese dann
anzupassen.
+285V
1
V?A
12AY7
C??
CAP NP
3
2
R?
680K
R?
2K2
R?
56K
Die Schaltung der Ausgangsstufe im RCA-Mischpult BC-5B
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Zuerst wird der Arbeitspunkt bestimmt:
Einzeichnen der Arbeitsgerade (pink): Schnittpunkte mit den Achsen 285V / 0mA und 0V / 285V (
56K + 2K2) = 4,9mA => 0V/4,9mA
Einzeichnen der Gittergerade (orange): 1,36mA bei 3V und 1,8mA bei 4V
Es fließt ein Ruhestrom von ungefähr 1,7 mA, was zu einem Ruhepotential der Kathode von 1,7mA
( 56K + 2K2) = 99V führt. (grüne Linien)
Einzeichnen der AC-Loadline (blau): Für die AC-Betrachtung muß die ausgangsseitige Belastung mit
(47K + 4,27K {11 x 47K parallel}) zu (56K + 2K2) = parallel gesehen werden, man erhält
27,26kOhm. Der Koppelkondensator wird als Kurzschluß (für Wechselspannung) gesehen.
Einzeichnen der Aussteuerungsgrenzen (rot): Bei einer Aussteuerung von +16dB hätte man eine
Ausgangsspannung von 99V +/- (75,6V/2) = 99V +/- 37,8V
Es entsteht bei +16dB ein Ausgangswechselstrom von +/-(75,6Vpp/2) / 27,26K = +/- 68V / 26K = +/1,39mA
Die Schaltung würde bei einer Aussteuerung mit +16dB zwar gerade noch nicht clippen, arbeitet
aber auch nicht optimal.
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Es soll nun geprüft werden, inwieweit sich das Verhalten der Stufe verbessert, wenn man diese mit
350V speisen würde:
Zuerst wird der neue Arbeitspunkt bestimmt:
Einzeichnen der Arbeitsgerade (pink): Schnittpunkte mit den Achsen 350V / 0mA und 350V ( 56K +
2K2) = 6,0mA
Einzeichnen der Gittergerade (orange): 1,36mA bei 3V und 1,8mA bei 4V
Es fließt ein Ruhestrom von ungefähr 2mA, was zu einem Ruhepotential der Kathode von 2 mA ( 56K
+ 2K2) = 116V führt.
Es wird wiederum die AC-Loadline (blau ) und der Aussteuerungsbereich für +16dB (rot)
eingezeichnet.
Man erkennt, daß sich die Aussteuerbarkeit zwar geringfügig verbessert hat, daß aber der
überstrichene Arbeitsbereich noch nicht optimal im Kennlinienfeld „zentriert“ ist.
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Um diese „Zentrierung“ zu erreichen bietet es sich an, zusätzlich zur Erhöhung der
Versorgungsspannung den Ruhestrom, durch Vermindern des „oberen“ Kathodenwiderstandes, auf
einen Wert von ca. 2,8mA zu erhöhen, so daß man bei einer Aussteuerung mit +16dB einen
Anodenstrombereich von 1,41..4,19 mA überstreicht.
Diese Zielvorgabe wird in das Kennlinienfeld eingetragen:
Man erkennt, daß sie mit einer Gittervorspannung von –2,8V erreicht ist.
Der Kathodenwiderstand hat dann den Wert 2,8V / 2,8mA = 1kOhm.
Nun ist der Signalbereich optimal „zentriert“.
Die Verstärkung der Schaltung ist ca. 0,95, so daß man eine Ansteuerspannung von 12Vpp/0,95 =
12,63 Vpp @0dB bzw 79,5Vpp @+16dB benötigt.
Der Ausgangskondensator zur Ankopplung an die Summenleitung wird so gewählt, daß sich, in
Verbindung mit dem 47 kOhm- Summierwiderstand eine Grenzfrequenz von 8 Hz ergibt:
C = 1 / ( 2π f R) = 1 (6,28 * 8 * 47K) = 0,423uF
Es wird der Normwert 0,47uF gewählt.
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Die folgende Abbildung zeigt die fertig dimensionierte Stufe
+350V
1
V502A
12AY7
C502
47nF 400V
2
R509
47K
Zur Summenleitung
3
C503
0.47uF 400V
R506
680K
R507
1K
R508
56K
Der Wert des Gitterwiderstandes und des Gitterkondensators wurde von der Originalschaltung
übernommen.
Das Ruhepotential der Kathoden beträgt 2,8mA * ( 56K + 1K) = +160V
Die Spannungsdifferenz zwischen Heizkreis und Kathoden der 12AY7 darf jedoch maximal +/-90V
betragen.
Hier wird sinngemäß zu den Kathodenfolgern am Ausgang der Summenmodule verfahren: Die
Röhrensysteme der Kathodenfolger von jeweils zwei Ausgängen werden in einer Doppeltriode
zusammengefasst. Der Heizkreis dieser Doppeltriode wird auf ein Potential von +160V gelegt, das mit
einem Spannungsteiler aus der +350V-Versorgung abgeleitet wird. Die +350V-Versorgungsspannung
wird nach einer Verzögerungszeit zugeschaltet, die sicherstellt, daß die Röhren beim Zuschalten der
Spannung vollständig geheizt sind. Die 350V-Spannung wird zudem rampenförmig hochgefahren.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
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Die Betrachtung der Signalpegel bezüglich des gesamten
Signalwegs durch das Kanalmodul.
Bevor mit dem Detailentwurf der Schaltungsteile des Kanalmoduls fortgefahren werden kann, muß
eine Betrachtung der Signalpegel auf ihrem gesamten Weg durch das Kanalmodul stattfinden.
Hierzu wird noch einmal das im vorgegangenen Kapitel bereits beschriebene Blockschaltbild eines
Kanalmoduls dargestellt:
Pre Fader
Pre Fader
PegelAnpassung
2
Hilfssummen-Leitungen
Post Fader
invert
1
normal
Line-Input
+6dBU
Post Fader
invert
normal
PhasenAnpassung
Pre Fader
V=1
Post Fader
Main
Fader
Bypass
Normal
Klangsteller
Gain = +1 im
Neutralzustand
Tone
Control
Pre Fader
Post Fader
Summen- Aufschaltung
Overdrive
Overdrive
On
Off
29R
Hauptsummen-Leitungen
V=30
1R
On
Gain = +1
Off
On
Off
On
Off
Das Blockschaltbild der Kanalmodule
Das Eingangssignal hat einen 0dB-Pegel von +6dBU = 4,38Vpp
Aufgrund von Vorüberlegungen wird ein Übertrager LUNDAHL LL1592 mit einem Übersetzungsverhältnis
von 1 zu 2 als Eingangsübertrager vorgesehen. Das Übersetzungsverhältnis von 1 zu 2 ist wesentlich
häufiger anzutreffen als das ansonsten naheliegende Übersetzungsverhältnis von 1 zu 1, womit man
bei der Wahl eines Übertragers mit dem Übersetzungsverhältnis 1 zu 2 mehr Freiheitsgrade in der
endgültigen Auswahl des Übertragers bekommt.
Damit ergibt sich eine Ausgangsspannung des Trafos von 8,76Vpp @ 0dB bzw. von 55Vpp @ +16dB
Der Regelbereich des Potentiometers zur Pegelanpassung soll +6dB... –∞ dB sein.
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Der Regelbereich des Main-Faders soll +16dB... –∞dB sein.
+16dB entspricht dem Faktor 6,3.
Die Kathodenfolgerstufen, die sie Summenleitungen treiben brauchen eine Eingangsspannung von
12,63 Vpp für 0dB Aussteuerung und 79,5Vpp für +16dB Aussteuerung.
Die Ausgangsspannung des Potentiometers zur Pegelanpassung ist 4,38Vpp bei 0dB
Bei „voll aufgezogenem“ Fader soll eine Spannung von 4,38Vpp am Ausgang des Potentiometers zur
Pegelanpassung zu einer Aussteuerung von +16dB am Ausgang des die Summenleitung treibenden
Kathodenfolgers führen.
Damit ergibt sich die nötige Verstärkung vor dem die Summenleitungen treibenden Kathodenfolger
zu 12,63Vpp/ 4,38Vpp +16dB = 2,88 +16dB = 2,88 * 6,3 =18,14.
Die Ausgänge des Potentiometers zur Pegelanpassung und der Ausgang des Main-Faders werden
mit Kathodenfolgern gepuffert.
Zum Zeitpunkt des Entwurfs konnte nicht theoretisch geklärt werden, wie die sinnvolle Reihenfolge von
Klangsteller und Overdrive ist, daher wurden zwei Einschleifstellen für den Overdrive, vor und hinter
dem Klangsteller, vorgesehen. Die Auswahl zwischen diesen Einschleifstellen erfolgt durch das
Stecken von Kabelverbindungen.
Bei den praktischen Tests stellte es sich heraus, daß im Zuge des Entwurfs der frequenzabhängige
Eingangswiderstand der Klangstellerschaltung übersehen wurde, der in Verbindung mit dem nicht
vernachlässigbaren Ausgangswiderstand der Overdrive-Schaltung zu einer deutlichen Verzerrung des
Frequenzgangs führt. Daher ist nur die gezeichnete Konfiguration, bei der der Klangsteller vor der
Overdrive-Schaltung befindlich ist sinnvoll einsetzbar.
In der Praxis zeigten sich dadurch jedoch keine Einschränkungen.
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Nun können die zuvor ermittelten Verstärkungsfaktoren in das Blockschaltbild eingetragen werden:
Pre Fader
2
V=18
Post Fader
invert
normal
47K
Pre Fader
V=18
V=1
Post Fader
47K
Pre Fader
Main
Fader
Bypass
V=18
Post Fader
V=1
Normal
Klangsteller
Gain = +1 im
Neutralzustand
Tone
Control
Summen- Aufschaltung
On
V=18
29R
V=30
47K
V=18
Overdrive
Overdrive
Hilfssummen-Leitungen
1
47K
Pre Fader
PegelAnpassung
Off
47K
V=1
1R
On
Gain = +1
Off
47K
V=1
On
Off
47K
V=1
On
Off
47K
V=1
Das Blockschaltbild der Kanalmodule mit eingezeichneten Verstärkungsfaktoren
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Hauptsummen-Leitungen
Line-Input
+6dBU
Post Fader
invert
normal
PhasenAnpassung
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Der Detailentwurf der Spannungsverstärkerstufe mit V = 18.
Auch für diese Stufe wird, in Anlehnung an die historische Schaltung von RCA, ein Triodensystem der
12AY7 verwendet.
Es gelten die folgenden Randbedingungen:
-
Eingangsspannung bei 0dB 4,38Vpp
Ausgangsspannung bei 0dB = 12,63 Vpp
Ausgangsspannung bei +16dB = 79,5Vpp (Aussteuerungsgrenze)
Betriebsspannung 350V
Der Ruhestrom wird mit 1,5mA so gelegt, daß man sich in einem Gebiet mit relativ geringer
Abhängigkeit der Parameter vom Ruhestrom befindet:
Die Parameter werden unter Annahme einer Anodenspannung von 150V abgelesen:
Bei einem Anodenstrom von 1,6mA ist dann der Verstärkungsfaktor µ = 44 und der Innenwiderstand
Rp = 28kOhm.
Wenn man, wie in der Originalschaltung, einen Anodenwiderstand von 220kOhm wählen würde,
erhielte man die folgende Verstärkung:
V mit Ra = 220k = µ * Ra / (Ra + Rp) = 44 * 220 / (28 + 220) = 39
Man erkennt hieraus, daß die Schaltung prinzipiell dazu in der Lage ist, die benötigte Verstärkung von
18 bereitzustellen.
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Aus der Betrachtung der Verhältnisse im Kennlinienfeld folgt, daß sich mit einem Anodenwiderstand
von 100kOhm jedoch eine gleichmäßigere Aussteuerung und damit geringere Verzerrungen
ergeben:
Die Arbeitsgerade wird unter Vernachlässigung des Kathodenwiderstands eingezeichnet (pink), mit
den zwei Punkten 350V/0mA und 0V/[350V/100K] = 0V / 3,5mA
Damit kann eine Gittervorspannung von Ug = -3V abgelesen werden.
Es ergibt sich ein (zunächst kapazitiv überbrückter) Kathodenwiderstand von = 3V / 1,6mA =
1,875kOhm, es wird der Normwert 1K8 gewählt.
Der Aussteuerungsbereich für +16dB, entsprechend 79,5Vpp wird mit roten Linien in das
Kennlinienfeld eingetragen.
Die Verstärkung der Stufe ist : µ * Ra / (Ra + Rp) = 44 * 100 / (28 + 100) = 34
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Nun soll ein Teil des Kathodenwiderstands nicht kapazitiv überbrückt werden, um die Verstärkung
durch Gegenkopplung auf 18 zu reduzieren:
Hierbei wird die schon eingeführte Beziehung
Rk = (-µ*Ra – V.Ra – V*Rp) / V (µ +1) verwendet.
Rk = ( -44 * 100K +18*100K +18* 28K) / -18 ( 44+1)
Rk = 2,587 K
Man erhält einen Wert der größer ist, als der zum Erzeugen der Gittervorspannung benötigte Wert.
Daher wird die folgende Schaltungskonfiguration gewählt:
+350V
R?
100K
C??
47nF
1
V?A
12AY7
C??
100nF
2
3
R?
1M
R?
1K8
R?
787R
Dimensionierte Stufe mit V=18
Der „untere“ Teil des Kathodenwiderstands ist: 2,587 kOhm – 1,8kOhm = 787 Ohm, dies ist bereits ein
Normwert.
Das Anodenpotential ist: 350V – (100kOhm * 1,6mA) = 350V – 160V = 190V.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Die praktische Ausführung der Hauptsummentreiber-Baugruppe.
Die folgende Skizze zeigt die praktische Ausführung der Hauptsummentreiber-Baugruppe. (Siehe
Folgeseite)
Seite 3- 34
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
+350V
Realisierung
+350V
1
V502A
12AY7
2,8mA
1,6mA
R504
100K
OC501
VTL5C6
3
4
1
V501A
12AY7
C502
47nF 400V
2
2
+5V
C501
100nF 250V
1
SW1
2
C503
0.47uF 400V
R509
47K
C505
0.47uF 400V
R514
47K
C507
0.47uF 400V
R519
47K
C509
0.47uF 400V
R524
47K
3
Von Fader
R505
330R
OC505
VTL5C6
3
4
R506
680K
R507
1K
R508
56K
3
R501
1M
2
1
/SW1
R502
1K8
+350V
6
V502B
12AY7
2,8mA
R503
787R
OC502
VTL5C6
3
4
C504
47nF 400V
7
R510
330R
2
1
SW2
8
+5V
2
1
R511
680K
R512
1K
R513
56K
/SW2
Zu den Summenleitungen
OC506
VTL5C6
3
4
+350V
OC503
VTL5C6
3
4
1
V503A
12AY7
2,8mA
C506
47nF 400V
2
R515
330R
2
1
SW3
3
+5V
OC507
VTL5C6
3
4
2
1
R516
680K
R517
1K
R518
56K
/SW3
+350V
OC504
VTL5C6
3
4
6
V503B
12AY7
2,8mA
C508
47nF 400V
7
R520
330R
2
1
SW4
8
+5V
OC508
VTL5C6
3
4
2
1
R521
680K
/SW4
R522
1K
R523
56K
Praktische Ausführung der Haupstummentreiber-Baugruppe
Seite 3- 35
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Die spannungsverstärkende Stufe mit einer Verstärkung von 18 ist mit dem Triodensystem V501A
ausgeführt. Die die Summenleitungen treibenden Kathodenfolger sind mit den Röhrensystemen V502
A/B und V503 A/B ausgeführt.
Die Aufschaltung des verstärkten Signals auf die ausgangsseitigen Kathodenfolger geschieht mittels
VACTROL-Optokopplern, die über 5V-Signale gesteuert werden. Diese Steuersignale werden mit
Kippschaltern auf der Frontplatte gesteuert. Die Anwendung der VACTROL-Koppler hat zwei Vorteile:
Die Zeitkonstante des als Schaltelement verwendeten Fotowiderstands ist so groß, daß keine
störenden Klickgeräusche beim Schalten entstehen. Anstelle der analogen Signalleitungen müssen
nur die, absolut unkritisch zu verlegenden, digitalen Steuerleitungen an die frontplattenseitigen
Schalter geführt werden.
Der Vorwiderstand für die VACTROL-Koppler wird mit 330 Ohm so dimensioniert, daß ein LED-Strom
von (5V – 1,6V) / 330 Ohm = 10mA fließt, wie es im Datenblatt angegeben ist.
Es ist jedoch unabdingbar, komplementär schaltende Schalterkonfigurationen zu verwenden. Im
ursprünglichen Entwurf waren die Optokoppler OC505 bis OC508 nicht vorgesehen. Dies führte zu
einer viel zu geringen Sperrdämpfung von nur ca. 40dB. Der Eingangswiderstand der Kathodenfolger
ist sehr hoch. Der Sperrwiderstand der VACTROL-Koppler hat eine Größenordnung von 100..200
MOhm. Hinzu kommt eine Sperrkapazität von einigen pF. Wenn man dagegen im gesperrten
Zustand der das Signal schaltenden Optokoppler die Eingänge der Kathodenfolger mit
komplementär geschalteten Optokopplern kurzschließt, dann ergibt sich eine ausreichende
Sperrdämpfung in der Größenordnung 96dB bei 1kHz. Der Ein-Widerstand der VACTROL-Koppler liegt
in der Größenordnung 1..3kOhm. Bei 10kHz sinkt die Sperrdämpfung, bedingt durch den Einfluß der
Sperrkapazität, auf 76dB, bei 20 kHz werden noch 72dB erreicht.
96dB entspricht einem LSB bei 16 Bit Auflösung, also der Auflösung einer Audio-CD.
Die folgende Skizze zeigt die Ausführung der Heizkreise
V502C
12AY7
V503C
12AY7
V501C
12AY7
+350V
5
12,6V
0,3A
1
2
9
A
A
4
R527
470K
9
Bezugspotential +160V
4
R526
560K
A
9
B
1
2
5
B
12,6V
0,15A
J507
MF2
B
J506
MF2
5
4
R525
10K
Die Ausführung der Heizkreise
Der Heizkreis für die Spannungsverstärkerstufe wird mit R525 auf das Massepotential gelegt. Der
Heizkreis für die Kathodenfolger wird mit dem aus R526 und R527 aufgebauten Spannungsteiler auf
ein Potential von 350V * 470K / (470K + 560K) = 350V * 0,456 = 160V gelegt.
Seite 3- 36
C510
47nF 400V
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Test und Inbetriebnahme der Hauptsummentreiber-Baugruppe.
Zunächst wurden die Gleichstroms-Arbeitspunkte überprüft. Für diese und die folgenden Messungen
wurden gebrauchte Originalröhren 6072/12AY7 von GE aus den 1950-er Jahren verwendet
Messungen an den Kathodenfolger-Stufen:
Größe
Meßpunkt
gemessen
155V
Berechnet bzw.
erwartet
160V (= 2,8mA *
[56K + 1K])
160V
Potential Kathode
V502A
Potential Kathode
V502B
Potential Kathode
V503A
Potential Kathode
V503B
Gittervorspannung
V502A
Gittervorspannung
V502B
Gittervorspannung
V503A
Gittervorspannung
V503B
Aussteuerbereich
ohne Clipping
Aussteuerbereich
ohne Clipping
Verstärkung
Kathodenfolger
V502 / Pin3
152V
V502 / Pin 8
Abweichung
-3,1%
V503 / Pin3
152,7V
160V
-4,6%
V503 / Pin 8
152,7V
160V
-4,6%
Über R507
-2,6V
-2,8V
-7,1%
Über R512
-2,7V
-2,8V
-3,6%
Über R517
-2,66V
-2,8V
-5%
Über R522
-2,66V
-2,8V
-5%
Kanäle mit V502
136Vpp
Kanäle mit V503
155Vpp
An einem Kanal
gemessen
0,96
75,6Vpp werden
benötigt
75,6Vpp werden
benötigt
0,95
-5%
Messungen an der Spannungsverstärker-Stufe:
Größe
Meßpunkt
gemessen
Abweichung
-3,02V
Berechnet bzw.
erwartet
-3,0V
Gittervorspannung
V501
Verstärkung
Über R502
Eingang zu
Ausgang, unter
Herausrechnung
der Verstärkung
der
Kathodenfolger
von 0,96
17,3
18
- 3,5%
-0,7%
Die Übereinstimmung der gemessenen mit den erwarteten Werten ist, gerade angesichts der
Ungenauigkeiten bei der grafischen Ermittlung der Werte, überraschend gut.
Für die Sperrdämpfung der Signalaufschaltung wurden Werte zwischen 94 und 96 dB bei 1kHz
gemessen. Bei 10kHz reduzierte sich die Sperrdämpfung, bedingt durch den Einfluß der
Sperrkapazität, auf 76dB, bei 20 kHz wurden noch 72dB erreicht.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
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Realisierung
Mit dem D-Scope wurden weiterhin der Frequenzgang und das Klirrspektrum aufgenommen:
Der Frequenzgang
Das Klirrspektrum
Seite 3- 38
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
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Realisierung
Die Hauptsummentreiber-Baugruppe
Seite 3- 39
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Die praktische Ausführung der Hilfssummentreiber-Baugruppe.
Die folgende Skizze zeigt die praktische Ausführung der Hilfssummentreiber-Baugruppe:
Pre-Fader
Post-Fader
+5V
+350V
R401
330R
+350V
2,8mA
1
V402A
12AY7
3
C402
47nF 400V
4
3
100k log
OC402
VTL5C6
2
C401
100nF 250V
2
R406
680K
4
1
Pre-Fader
HilfssummenFader
V401A
12AY7
Post-Fader
C403
0.47uF 400V
R409
47K
C406
0.47uF 400V
R418
47K
3
1
2
OC401
VTL5C6
1
2
1,6mA
R405
100K
R407
1K
3
R402
1M
R408
56K
R403
1K8
Zu den Summenleitungen
R404
787R
+5V
+350V
R410
330R
+350V
2,8mA
6
V402B
12AY7
3
C405
47nF 400V
1
4
2
3
OC403
VTL5C6
100k log
OC404
VTL5C6
7
C404
100nF 250V
7
R415
680K
R411
1M
R416
1K
8
Post-Fader
4
1
8
Pre-Fader
HilfssummenFader
V401B
12AY7
6
2
1,6mA
R414
100K
R412
1K8
R417
56K
R413
787R
Die praktische Ausführung der Hilfssummentreiber-Baugruppe
Seite 3- 40
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
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Realisierung
Die Umschaltung zwischen dem Pre-Fader und den Post-Fader Eingangssignal erfolgt mit,
komplementär geschalteten, VACTROL-Optokopplern. Es wurde eine Sperrdämpfung von 88dB bei
1kHz erreicht.
Das jeweils gewählte Signal wird mit dem jeweiligen Hilfssummenfader in seiner Amplitude eingestellt.
Der Ausgang des Hilfssummenfaders wird mit einer Spannungsverstärkerstufe um den Faktor 18
verstärkt. Diese steuert einen Kathodenfolger an, der über die 47kOhm-Summierwiderstände die
Summenleitungen treibt.
Die Ausführung der Verstärkerstufen entspricht der Hauptsummentreiber-Baugruppe.
Die Ausführung der Heizkreise entspricht ebenfalls der Hauptsummentreiber-Baugruppe.
V502C
12AY7
V503C
12AY7
V501C
12AY7
+350V
5
12,6V
0,3A
9
A
A
4
R527
470K
9
Bezugspotential +160V
4
R526
560K
A
9
1
2
B
1
2
5
B
12,6V
0,15A
J507
MF2
B
J506
MF2
5
4
C510
47nF 400V
R525
10K
Die Heizkreise der Hilfssummentreiber-Baugruppe
Seite 3- 41
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Der Test und die Inbetriebnahme der HilfssummentreiberBaugruppe.
Zunächst wurden die Gleichstrom-Arbeitspunkte überprüft. Für diese und die folgenden Messungen
wurden gebrauchte Originalröhren 6072/12AY7 von GE aus den 1950-er Jahren verwendet
Messungen an den Kathodenfolger-Stufen:
Größe
Meßpunkt
gemessen
Abweichung
160,1V
Berechnet bzw.
erwartet
160V
Kathodenpotential
V402A
Kathodenpotential
V402B
Gittervorspannung
V402A
Gittervorspannung
V402B
V402/3
V402/8
155V
160V
-3,1%
Über R407
-2,78V
-2,8V
-0,7%
Über R412
-2,7V
-2,8V
-3,6%
Abweichung
0%
Messungen an der Spannungsverstärker-Stufe:
Größe
Meßpunkt
gemessen
Anodenpotential
V401A
Anodenpotential
V401B
Gittervorspannung
V401A
Gittervorspannung
V401B
V401 Pin 1
183V
Berechnet bzw.
erwartet
190V
V401 Pin 6
185,5V
190V
-2,4%
Über R403
-2,97V
-3V
-1%
Über R412
-2,94V
-3V
-2%
-3,7%
Seite 3- 42
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Messungen an der Gesamtschaltung:
Größe
Meßpunkt
gemessen
Verstärkung, erster
Kanal
Eingang zu
Ausgang ,
Summenleitung
mit 4,72kOhm
abgeschlossen
Eingang zu
Ausgang,
Summenleitung
mit 4,72kOhm
abgeschlossen
Ausgang
Verstärkung,
zweiter Kanal
Aussteuerbereich
ohne Clipping,
erster Kanal
Aussteuerbereich
ohne Clipping,
erster Kanal
-3dB
Grenzfrequenzen,
erster Kanal
-3dB
Grenzfrequenzen,
zweiter Kanal
18,25
Berechnet bzw.
erwartet
18 * 0,95 = 17,1
Abweichung
+6,7%
16
18 * 0,95 = 17,1
-6,4%
150 Vpp
75,6Vpp werden
benötigt
Ausgang
137 Vpp
75,6Vpp werden
benötigt
Ausgang
7 Hz, 85 kHz
Ausgang
7 Hz, 95 kHz
Die Sperrdämpfung an den VACTROL-Kopplern betrug 88dB bei 1kHz, gemessen mit an Masse
gelegtem durchgeschalteten Eingangssignal.
Seite 3- 43
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Mit dem D-Scope wurden weiterhin der Frequenzgang und das Klirrspektrum aufgenommen:
Frequenzgang der Hilfssummentreiber-Baugruppe, Kanal 1
Klirrspektrum der Hilfssummentreiber-Baugruppe, Kanal 1
Seite 3- 44
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Die praktische Ausführung der Eingangsübertrager- und der
Phasendreher-Baugruppe.
Die folgende Abbildung zeigt die praktische Ausführung der Eingangsübertrager- und der
Phasendreher-Baugruppe.
OC601
VTL5C6
3
4
T601
LL1592
R602
330R
2
+5V
1
Von
Eingangsbuchse
R601
6K98
2
5
OC602
VTL5C6
3
4
7
6
C601
390pF
4
1
10
2
1
3
OC603
VTL5C6
4
2
1
9
8
Separates Board
R603
330R
+5V
OC604
VTL5C6
3
4
PegelAnpassung
50k log
2
1
Separates Board
zum weiteren Signalweg
Normal
Invert
Die praktische Ausführung der Eingangsübertrager- und der Phasendreher-Baugruppe
Der Eingangsübertrager wurde auf einer separate Baugruppe untergebracht, um einen Vergleich
verschiedener Transformatortypen zu ermöglichen.
Das Dämpfungsglied R601/C601 wurde gemäß den Angaben im Datenblatt des Übertragers
hinzugefügt. (Zu einem späterem Zeitpunkt wurde es bei den Baugruppen, die in Verbindung mit
Differenzverstärkern eingesetzt werden, wieder entfernt um, eine höhere obere Grenzfrequenz des
Gesamtsystems zu erreichen)
Die Phasendreherschaltung besteht aus zwei Paaren komplementär geschalteter VACTROLOptokoppler.
Seite 3- 45
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Der Test und die Inbetriebnahme der Eingangsübertrager- und der
Phasendreher-Baugruppe
Die obere –3dB Grenzfrequenz, mit vorhandenem Dämpfungsglied, war 65 kHz. Bei Frequenzen
kleiner 6 Hz begann der Trafo, bei der gewählten Amplitude der Eingangsspannung, in die Sättigung
zu gehen, bei 10 Hz konnte ein Abfall der Ausgangsspannung um 0,45 dB gegenüber dem Wert bei
1kHz festgestellt werden.
Seite 3- 46
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Der Detailentwurf der Kathodenfolger im internen Signalweg des
Kanalmoduls
Es bestehen zwar keine so hohen Anforderungen wie bei den die Summenleitungen treibenden
Ausgangsstufen, die für diese hergeleitete Schaltung kann jedoch ohne Nachteile übernommen
werden.
Der maximal zu verarbeitende Signalpegel ist 4,38Vpp + 16dB = 4,38Vpp* 6,3 = 27,6Vpp.
Die Schaltung treibt bis zu 5 Fader mit einem Widerstand von je 100kOhm, der minimale
Lastwiderstand beträgt also 20kOhm.
Damit ist der maximale Signalstrom:
Damit I peak = 27,6Vpp / 20K = 1,38 mApp, dies entspricht den Verhältnissen an den bereits
betrachteten Ausgangsstufen.
Der Ausgangskondensator wird so gewählt, daß sich eine Grenzfrequenz von 8 Hz ergibt:
1 / (2π f R) = 1 / (2π * 8 * 20K) = 0,99uF
Es wird der Normwert 1uF verwendet.
Die folgende Abbildung zeigt die praktisch ausgeführte Schaltung:
+350V
1
V601A
12AY7
C602
47nF 400V
2
3
C603
1uF 400V
R604
680K
R605
1K
R606
56K
Kathodenfolger im internen Signalweg
Seite 3- 47
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Die praktische Ausführung der Signalweg-Baugruppe.
Die folgende Abbildung zeigt die praktische Ausführung der Signalweg-Baugruppe.
+350V
von Phasendreher
1
V601A
12AY7
PegelAnpassung
2,8mA
50k log
2
C602
47nF 400V
Zu Hilfssummen
-treiber
3
C603
1uF 400V
R604
680K
R605
1K
Rclic
100K
Pre-Fader
R606
56K
+350V
OC605
VTL5C6
3
4
100k log
C604
47nF 400V
R607
330R
7
2
+5V
V601B
12AY7
6
Main
Fader
1
Bypass
Zu Hilfssummen
-treiber
8
gebrückt
Tone Control
R608
680K
J609
MF2
3
Post-Fader
C605
1uF 400V
R610
56K
2
1
2
1
J608
MF2
R609
1K
OC606
VTL5C6
4
J610
MF2
1
2
Klangregler
J611
MF2
1
2
3
OC607
VTL5C6
4
2
1
Zu Hauptsummen
-treiber
+5V
2
1
+5V
R611
330R
Normal
R612
330R
J612
MF2
1 zu 1 verbunden
1
2
Overdrive
3
OC608
VTL5C6
4
J613
MF2
1
2
Overdrive
J614
MF2
1
2
3
OC609
VTL5C6
4
2
1
+5V
2
R613
330R
1
+5V
R614
330R
Die praktische Ausführung der Signalweg-Baugruppe
Seite 3- 48
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Das vom Potentiometer zur Pegelanpassung kommende Signal wird mit dem mit dem Triodensystem
V601A aufgebauten Kathodenfolger gepuffert. Dessen Ausgangssignal wird, für den Pre-FaderAbgriff, an die entsprechenden Eingänge der Hilfssummentreiber-Baugruppe geführt.
Wenn der Kippschalter „Bypass/Tone Control“ in der Stellung „Bypass“ steht, dann ist der Optokoppler
OC605 durchgeschaltet, womit dann das unbeeinflußte Signal direkt auf den Main Fader gelangt.
Das vom Main-Fader abgegriffene Signal wird wiederum von einem, mit V601B aufgebauten,
Kathodenfolger gepuffert. Der Ausgang dieses Kathodenfolgers führt an die Post-Fader-Eingänge der
Hilfssummentreiber-Baugruppen.
Der Eingang der Hauptsummentreiber-Baugruppe ist hochohmig und wird daher unter Umgehung
der Kathodenfolger-Stufe direkt mit dem Schleifer des Main-Faders verbunden. Dieser direkte
Anschluß führt dazu, daß die unvermeidlichen, wenn auch geringen, Verzerrungen der
Kathodenfolger-Stufe nicht im Signalweg zu den Hauptsummen liegt.
Wenn der Schalter „Bypass / Tone Control“ dagegen in der Stellung „Tone Control“ steht und der
Schalter „Normal / Overdrive“ in der Stellung „Normal“ steht, dann sperren OC605, OC608 und
OC609, während OC806 und OC807 durchgeschaltet sind.
Damit durchläuft das Signal die Klangstellerschaltung, aber nicht die Overdrive-Schaltung.
Wenn nun zusätzlich der Schalter „Normal/Overdrive“ in die Stellung „Overdrive“ gebracht wird, dann
schalten OC608 und OC609 durch, während OC606 und OC607 sperren. Über die Brücke in J608
gelang das Signal nach wie vor auf den Eingang der Klangstellerschaltung. Über die Verbindung von
J609 zu J612 wird nun die Overdrive-Schaltung in den Signalweg eingeschleift.
Der Widerstand Rclic wurde nachträglich eingefügt, um noch vorhandene Klickgeräusche beim
Umschalten zu eliminieren. Wenn alle Hilfssummen-Eingänge auf „Post-Fader“ geschaltet sind, dann
verbleibt mit Rclic ein von der übrigen Schaltung unabhängiger Pfad zum Aufladen von C603.
Die folgende Skizze zeigt den Heizkreis der Signalweg-Baugruppe, der sich auf einem Potential von
+160V befindet.
V601C
12AY7
5
12,6V
0,3A
B
J617
MF2
+350V
1
2
R615
560K
9
A
Bezugspotential +160V
4
R616
470K
C606
47nF 400V MKT
Der Heizkreis der Signalweg-Baugruppe
Seite 3- 49
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Der Test und die Inbetriebnahme der Signalweg-Baugruppe.
Zunächst wurden die Gleichstroms-Arbeitspunkte überprüft. Für diese und die folgenden Messungen
wurden gebrauchte Originalröhren 6072/12AY7 von GE aus den 1950-er Jahren verwendet
Messungen an den Kathodenfolger-Stufen:
Größe
Meßpunkt
gemessen
Abweichung
157,6V
Berechnet bzw.
erwartet
160V
Kathodenpotential
V601A
Kathodenpotential
V601B
Gittervorspannung
V601A
Gittervorspannung
V601B
Verstärkung Stufe
mit V601A
Verstärkung Stufe
mit V601B
V601/3
V601/8
157,9V
160V
-1,3%
Über R605
-2,75V
-2,8V
-1,8%
Über R609
-2,76V
-2,8V
-1,43%
C603
0,93
0,95
-2,1%
C605
0,936
0,95
-1,5%
-1,5%
Die Signalweg-Baugruppe
Seite 3- 50
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Der Detailentwurf der Klangsteller-Baugruppe.
Es wurde längere Zeit nach einer geeigneten Klangsteller-Schaltung gesucht. Die bekannten
historischen Schaltungen haben zwar einen geringen Bauteilaufwand, bringen aber auch erhebliche
Phasenfehler in ihrer Neutralstellung mit sich. Im WS2003/4 wurde eine derartige Schaltung getestet,
mit enttäuschendem Ergebnis.
Auf der anderen Seite lassen sich die in heutigen Mischpulten üblichen parametrischen
Klangregelschaltungen in der Praxis nur mit integrierten Operationsverstärkern realisieren, wenn der
Bauteilaufwand in sinnvollen Grenzen gehalten werden soll.
Die folgende Schaltung, entworfen von Max Robinson und veröffentlicht unter
http://www.angelfire.com/electronic/funwithtubes/Amp-Tone-A.html erschien als sinnvoller Kompromiß
zwischen Bauteilaufwand und zu erwartender Qualität.
Tatsächlich hat die Schaltung im praktischen Test die Erwartungen weit übertroffen, der Phasenfehler
in der Neutralstellung ist praktisch nicht erkennbar, eine Rechteckspannung läßt sich ohne
erkennbare Einbußen durch die Schaltung leiten.
Interessanterweise ist es keine historische Schaltung, Max Robinson schreibt, daß er eine Schaltung,
die ursprünglich mit Operationsverstärkern realisiert wurde auf Röhrentechnik umgestellt hat.
Die folgende Abbildung zeigt die Originalschaltung des Klangstellers:
Originalschaltung der Klangsteller-Baugruppe von Max Robinson, Quelle
http://www.angelfire.com/electronic/funwithtubes/Amp-Tone-A.html
Der eingangsseitige Kathodenfolger wurde weggelassen, da die Schaltung ursprünglich, wie es jetzt
auch realisiert ist, nur on dem Kathodenfolger der Signalweg-Baugruppe gespeist werden sollte.
Hierbei wurde jedoch übersehen, daß es auch möglich sein sollte, die Klangsteller-Baugruppe hinter
die Overdrive-Baugruppe zu schalten. Das ist in der derzeitigen Ausführung der Prototypen nicht
Seite 3- 51
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
möglich, da die Overdrive-Baugruppe einen nicht zu vernachlässigenden Ausgangswiderstand hat
und die Klangsteller-Schaltung selbst einen frequenzabhängigen Eingangswiderstand hat.
In der Praxis haben sich aber durch die nun festgelegte Plazierung des Klangstellers vor dem
Overdrive keine Einschränkungen ergeben.
Zunächst soll die Funktion der Schaltung beispielhaft anhand des Zweigs zur Einstellung der Höhen
betrachtet werden.
Die Schaltung kann vereinfacht wie folgt dargestellt werden:
Treble
P801
Eingang
C805
220pF 500V 500K
C806
220pF 500V
CW
Ausgang
+
Vereinfachte Darstellung der Teilschaltung zur Einstellung der Höhen
Wenn das Potentiometer in der Mittelstellung ist, dann ergibt sich die folgende Konfiguration:
Zin
Eingang
C805
220pF 500V
Zf
P801A
250K
P801B
250K
C806
220pF 500V
Ausgang
+
Vereinfachte Darstellung der Teilschaltung zur Einstellung der Höhen mit Potentiometer in
Mittelstellung
Die Impedanzen Zin und Zf sind identisch. Damit ergibt sich stets eine Verstärkung von –1 und keine
Phasenverschiebung.
Seite 3- 52
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Wenn das Potentiometer auf extreme Höhenanhebung gestellt ist, dann ergeben sich die folgenden
Verhältnisse:
Zin
Eingang
C805
220pF 500V
Zf
P801B
500K
C806
220pF 500V
Ausgang
+
Vereinfachte Darstellung der Teilschaltung zur Einstellung der Höhen mit Potentiometer in
Extremstellung zur Höhenanhebung
Man erkennt, daß Zin bei steigender Frequenz immer kleiner gegenüber Zf wird, Zf kann den Wert
500K nicht unterschreiten, die Verstärkung der Schaltung nimmt mit der Frequenz zu.
Wenn das Potentiometer auf extreme Höhenabsenkung gestellt ist, dann ergeben sich die folgenden
Verhältnisse:
Zin
Eingang
Zf
C805
P801A
220pF 500V 500K
C806
220pF 500V
Ausgang
+
Vereinfachte Darstellung der Teilschaltung zur Einstellung der Höhen mit Potentiometer in
Extremstellung zur Höhenabsenkung
Zin kann nun den Wert 500kOhm nicht unterschreiten, während Zf bei steigender Frequenz immer
kleiner wird, die Verstärkung nimmt mit zunehmender Frequenz ab.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Nun soll der Zweig zur Einstellung der Bässe betrachtet werden.
Die folgende Abbildung zeigt eine vereinfachte Darstellung der Schaltung:
C802
10nF 250V
Bass
Eingang
R801
56K
P803
500K
R802
56K
CW
Ausgang
+
Vereinfachte Darstellung der Teilschaltung zur Einstellung der Bässe
Wenn das Potentiometer in der Mittelstellung ist, dann ergibt sich die folgende Konfiguration:
C802
10nF 250V
Eingang
R801
56K
P803A
250K
P803B
250K
R802
56K
Ausgang
+
Vereinfachte Darstellung der Teilschaltung zur Einstellung der Bässe mit Potentiometer in
Mittelstellung
Auch hier erkennt man, daß unabhängig von der Frequenz eine Gleichheit zwischen der
Eingangsseitigen und der gegenkopplungsseitigen Impedanz besteht, so daß die Schaltung stets
eine Verstärkung von –1 aufweist und die Phase nicht beeinflußt.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Wenn man das Potentiometer in die Extremstellung zur Baßanhebung bringt, dann stellen sich die
folgenden Verhältnisse ein:
C802
10nF 250V
Eingang
R801
56K
P803B
500K
R802
56K
Ausgang
+
Vereinfachte Darstellung der Teilschaltung zur Einstellung der Bässe mit Potentiometer in
Extremstellung zur Baßanhebung
Für Frequenzen im Baßbereich ist C802 praktisch nicht vorhanden. Damit ergibt sich im Grenzfall eine
Verstärkung von -(500K + 56K) / 56K = - 9,93
Für hohe und mittlere Frequenzen stellt C802 praktisch einen Kurzschluß dar, womit der 500KWiderstand überbrückt ist. Für diese Frequenzen ist die Verstärkung nach wie vor praktisch –1.
Wenn man das Potentiometer in die Extremstellung zur Baßabsenkung bringt, dann stellen sich die
folgenden Verhältnisse ein:
C802
10nF 250V
Eingang
R801
56K
P803A
500K
R802
56K
Ausgang
+
Vereinfachte Darstellung der Teilschaltung zur Einstellung der Bässe mit Potentiometer in
Extremstellung zur Baßabsenkung
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Für tiefe Frequenzen ist C802 praktisch nicht vorhanden, womit sich dann eine Verstärkung von
-56K ( (500K + 56K) = 0.1 ergibt. Für hohe und mittlere Frequenzen ist C802 praktisch ein Kurzschluß,
womit dann die Verstärkung der Schaltung praktisch –1 beträgt.
Die Schaltung für die Mitten entspricht weitgehend der Schaltung für die Bässe, der dem
Potentiometer parallelgeschaltete Kondensator ist jedoch um den Faktor 45 kleiner und zwischen
dem Abgriff des Potentiometers und dem Verstärker ist ein Hochpaß geschaltet.
C803
220pF 500V
Middle
Eingang
R804
56K
P802
R805
56K
500K
CW
C804
470pF 500V
R806
510K
Ausgang
+
R802/7
163K
Vereinfachte Darstellung der Teilschaltung zur Einstellung der Mitten
Die Arbeitsweise entspricht der bereits beschriebenen Schaltung für die Bässe, jedoch mit 45-fach
höherer Knickfrequenz. Das ungewollte Einwirken der Schaltung auf den Baßbereich wird durch den
mit C804 realisierten Hochpaß vermieden.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
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Realisierung
Robinson gibt die folgenden Frequenzgänge für die Klangsteller-Schaltung an:
Der Einfluß des Mittenreglers, wenn Baß und Höhenregler in der Mittelstellung sind
Der Einfluß des Baß- und des Höhenreglers, wenn der Mittenregler in der Mittelstellung ist
Der Einfluß des Baß- und des Höhenreglers, wenn der Mittenregler in der Maximalstellung ist
Der Einfluß des Baß- und des Höhenreglers, wenn der Mittenregler in der Minimalstellung ist
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
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Realisierung
Die Schaltung wurde mit P-Spice simuliert, um die angegebenen Frequenzgänge zu verifizieren. Es
wurde die folgende Simulationsschaltung verwendet:
Simulationsschaltung zur Verifikation der Frequenzgänge
R11 und R12 stellen das Höhen-Potentiometer dar.
R7 und R8 stellen das Bass-Potentiometer dar.
R2 und R3 stellen das Mitten-Potentiometer dar.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
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Realisierung
Es wurden die folgenden Frequenzgänge ermittelt:
Simulierte Frequenzgänge (Teil 1)
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Realisierung
Simulierte Frequenzgänge (Teil 2)
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Simulierte Frequenzgänge (Teil 3)
Seite 3- 61
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Realisierung
Simulierte Frequenz- und Phasengänge (Teil 4)
Die Phase ist die weniger intensiv dargestellte blaue Kurve, die Amplitude ist die intensiver
dargestellte blaue Kurve.
Die angegebenen Frequenzgänge konnten im Zuge der Inbetriebnahme bestätigt werden.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
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Realisierung
Im Folgenden wird die Schaltung analysiert und dann an die Erfordernisse im SILVESTRIS angepaßt.
Zunächst wird die mit dem ersten System der 12AX7 aufgebaute Verstärkerstufe betrachtet.
Einzeichnen der Arbeitsgerade mit den Punkten 250V/0mA und 250V / (5K6 + 470K) = 250V/0,52mA.
Einzeichnen der Gittergerade mit den Punkten: 1V/ 1V/5K6 = 1V / 0,17mA und 1,5V/ 1,5V/5K6 = 1,5V /
0,26mA.
Es kann ein Ruhestrom ist von ca. 0,25mA abgelesen werden.
Die Soll-Ausgangsspannung der Stufe ist 4,38Vpp@ 0dB beziehungsweise 27,6Vpp @ +16dB.
Im Arbeitspunkt liegen über der Röhre ca. 125V an.
Damit Variation der Ausgangsspannung bei Aussteuerung mit +16dB über 125V +/- 27,6V/2, das entspricht
111,2V bis138,8V. Der Aussteuerbereich ist mit roten Linien markiert.
Die erforderliche Aussteuerbarkeit der Schaltung ist gegeben.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
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Realisierung
Ausgehend vom soeben bestimmten Arbeitspunkt wird nun die Verstärkung der Stufe ermittelt.
Aus dem vorstehenden Kennlinienfeld kann ein Verstärkungsfaktor µ von ca. 95 und ein Innenwiderstand Rp
von ca. 150kOhm abgelesen werden.
Als Außenwiderstand Ra muß nur der 470kOhm-Anodenwiderstand berücksichtigt werden, da die Belastung
der Schaltung durch den von ihr angesteuerten Kathodenfolger vernachlässigbar ist.
V = µ * ra / (Ri + Ra)
V= 95 * 470K ( 470K + 150K) = 72 = 37dB
Nun soll der Ruhestrom der Kathodenfolgerstufe bestimmt werden:
Das Anodenpotential der ersten Stufe wurde bereits mit +125V bestimmt. Da beide Stufen galvanisch
gekoppelt sind ist dies auch das Gitterpotential der Kathodenfolgerstufe. Damit ergibt sich ein Ruhestrom
von 125V / 100K = 1,25mA.
Durch das Einschalten des Klangstellers in den Signalpfad soll sich keine Phasendrehung ergeben. Daher
muß noch noch eine weitere, invertierende, Stufe nachgeschaltet werden, die dann ihrerseits lediglich den
Main Fader (100K) als Last hat. Diese Stufe muß eine Verstärkung von –1 haben.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
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Realisierung
Wir gehen von der bereits bekannten Kathodenfolgerstufe aus, wie sie für das Treiben der
Summenleitungen entworfen wurde und generieren aus dieser eine Phasendreherstufe:
+350V
1
V?A
12AY7
C??
CAP NP
2
3
C??
0.47uF
R?
680K
R?
1K
R?
56K
Der Ruhestrom der Stufe ist, wie bereits gezeigt wurde, 2,8mA.
Der maximale Signalpegel, der verarbeitet werden muß ist 4,38Vpp * 6,3 (+16dB) = 27,6Vpp.
Der ursprüngliche kathodenseitige Widerstand mit dem Wert 56 wird in zwei gleichgroße
anodenseitige und kathodenseitige Widerstände aufgespalten. Für diese ergibt sich ein Wert von 56K
/ 2 = 28K.
+350V
R?
28K
X
C??
0,22uF
Fader
1
V?A
12AY7
P??
100K
C??
10nF
3
2
R?
680K
R?
1K
R?
28K
Y
Seite 3- 65
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Realisierung
Ohne die Last des externen Faders hätte man eine klassische Kathodyn-Phasensplitterstufe mit einer
Verstärkung von näherungsweise –1 vom Steuergitter zur Anode gesehen.
Für eine Verstärkung von eins gilt näherungsweise:
Anodenseitiger Widerstand (mit „X“ bezeichnet) parallel Fader = kathodenseitiger Widerstand (mit „Y“
bezeichnet)
Die Summe von X und Y soll nach wie vor 57kOhm betragen
X + Y = 57
Y = 57 - X
(Gleichung 1)
X * 100 / ( X + 100) = Y
(Gleichung 2)
Einsetzen von Gleichung 1 in Gleichung 2:
100x / (x + 100) = 57 – x
100x = ( 57 – x) (x + 100)
100x = 57x + 5700 –x2 –100x
0 = -x2 + 57x –100x –100x + 5700
0 = -x2 –143x + 5700
0 = x2 +143x –5700
0 = x2 +px +q
x = -p/2 +/- ½ wurzel(p2 –4q)
x = -71,5 +/- 104
x = 32,5
Dieses Ergebnis wird wieder in Gleichung 1 eingesetzt
Y = 57 – 32,5 = 24,5
Anstelle von 32,5kOhm wird der Normwert 33kOhm eingesetzt.
Vom „unteren“ Widerstand muß noch der Teilwiderstand zum Erzeugen der Gittervorspannung
abgezogen werden, man erhält: 24,5kOhm – 1kOhm = 23,5kOhm, es wird der Normwert 22K
eingesetzt.
Der Koppelkondensator wird so ausgelegt, daß sich mit dem Widerstand des Faders von 100kOhm
eine untere Grenzfrequenz von 8 Hz ergibt.
Es folgt: C = 1/ (2π 8 Hz * 100kOhm) = 0,2µF, es wird der Normwert 0,22uF verwendet.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Die folgende Abbildung zeigt die dimensionierte Schaltung:
+350V
R?
33K
C??
0,22uF
1
V?A
12AY7
Fader
P??
100K
C??
10nF
3
2
R?
680K
R?
1K
R?
22K
Die Ausgangsstufe des Klangstellers
Die Änderung Kathodenstroms bei 0dB Aussteuerung ist:
4,38Vpp / 23K = 0,19mApp
Die Änderung des Kathodenstroms bei +16dB Aussteuerung ist:
0,19mApp * 6,3 = 1,2mApp
Es wurde bereits gezeigt, daß die Schaltung auch bei noch höheren Stromamplituden nicht
übersteuert wird.
Das Ruhepotential der Kathode ist 2,8mA * (22K + 1K) = 64,4V. Auch hier ist die maximal zullässige
Spannung zwischen Heizkreis und Kathode +/-90V. Damit man die Heizkreise des Klangstellers
miteinander verbinden kann, wird ein Potential des gemeinsamen Heizkreises von +45V vorgesehen.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Die praktische Ausführung der Klangsteller-Baugruppe.
Die folgende Abbildung zeigt die praktisch realisierte Schaltung des Klangstellers
C802
10nF 250V
P803
500K
Bass
+250V
R802
56K
+250V
+350V
0,26mA
V801B
12AX7
6
R801
56K
C809
1uF 250V
1,25mA
R810
470K
R815
33K
C811
0,47uF 400V
7
1
V801A
12AX7
V802A
12AY7
1
R803
510K
C810
47nF 400V
8
2
2
C803
220pF 500V
Rclic2
1M
3
R811
100K
R804
56K
P802
500K
Mid
R805
56K
R812
680K
3
C801
1uF 100V
R813
1K
Eingang
R808
1M
Rclic1
1M
+
R809
5K6
R814
22K
R806
510K
C804
470pF 500V
C807
47uF 25V
C808
1uF 100V
Treble
P801
500K
C806
220pF 500V
C805
220pF 500V
R807
240K
Die praktisch realisierte Schaltung des Klangstellers
Der Kathodenkondensator C807 wurde mit einem Folienkondensator (C808) überbrückt um ein
optimales Verhalten bei hohen Frequenzen sicherzustellen.
Im Verlauf der Inbetriebnahme traten, insbesondere in den ersten Minuten nach dem Einschalten
des Mischpultes, störende Klickgeräusche beim Umschalten zwischen den Stellungen „Tone Control“
und „Bypass“ auf. Nach längerem Suchen zeigte es sich, daß sich die Ladung über C809 nur sehr
langsam aufbaut, im Zuge dieses Prozesses wird auch Ladung in C801 influenziert. Mit dem
nachträglich hinzugefügten Widerstand Rclic1 wird ein Ladepfad für C801 geschaffen, so daß der
Ladungsausgleich beschleunigt wird. Wenn Rclic1 nicht vorhanden wäre, dann würde sich bei
offenem VACTROL-Optokoppler C801 über seinen Isolationswiderstand entladen. Beim erneuten
Schließen des Optokopplers würde sich C801 dann über den ansteuernden Signalpfad aufladen,
womit dann ein hörbarer Klick aufträte.
Seite 3- 68
Ausgang
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Aus ähnlichen Gesichtspunkten heraus wurde am Ausgang des Klangstellers der Widerstand Rclic2
hinzugefügt, da auch dieser Ausgang in der Stellung „Bypass“ „in der Luft hängt“.
Die Spannung +250V wird mit einem Widerstand aus der ohnehin vorhandenen
Versorgungsspannung +350V abgeleitet. Aus der Ermittlung der Arbeitspunkte ist bekannt, daß die
Summe der Ruheströme beider Stufen 1,25mA + 0,26mA = 1,51mA ist.
R818 ist damit: (50V – 250V) / 1,51mA = 66,2 kOhm, es wird der Normwert 68K verwendet.
R818
68K
+350V
+250V
+
C815
47uF 400V
C816
1uF 400V MKT
Schaltung zur Erzeugung der Versorgungsspannung +250V
Mit C815 und C816 wird die Spannung +250V abgeblockt, die Grenzfrequenz aus R818 und C816 ist
0,05Hz.
Die folgende Abbildung zeigt den Heizkreis der Baugruppe.
V801C
5
5
A
1
2
R816
680K
R817
100K
9
A
12,6V
0,3A
9
B
B
J807
MF2
+350V
V802C
4
C814
47nF 400V MKT
4
Bezugspotential +45V
12AX7
12AY7
Der Heizkreis der Klangsteller-Baugruppe
Mit dem Spannungsteiler aus R816 und R817 wird das Potential des Heizkreises auf 350V * 100K /
(680K + 100K ) = 45V gelegt.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Test und Inbetriebnahme der Klangsteller-Baugruppe
Zunächst wurden die Gleichstroms-Arbeitspunkte überprüft. Für diese und die folgenden Messungen
wurden gebrauchte Originalröhren von GE aus den 1950-er Jahren verwendet
Größe
Meßpunkt
gemessen
241,7V
Berechnet bzw.
erwartet
250V
Versorgungsspann
ung 250V
Anodenpotential
V801A
Gittervorspannung
V801A
Anodenstrom
V802A
V801 Pin 6
Abweichung
-3,3%
V801 Pin 1
130,2V
125V
+4,2%
Über C807
-1,31V
-1,5V
-12,6%
Aus Spannung
über R814
errechnet
2,7mA
2,8mA
-3,6%
Die Übereinstimmung zwischen den erwarteten und den gemessenen Werten liegt im Bereich der
durch die Ableseungenauigkeit bei der grafischen Ermittlung der Werte zu erwartenden
Fehlergrenzen.
Weiterhin wurde der Frequenzgang bei verschiedenen Einstellungen der Potentiometer gemessen.
Der 0dB-Bezug ist hierbei die Ausgangsspannung, die bei 1kHz und neutraler Einstellung erreicht wird.
In Neutralstellung:
Größe
Meßpunkt
gemessen
Abweichung
-0,9dB
Nach SPICESimulation
erwartet
0dB
Amplitude bei
10Hz
Amplitude bei 100
Hz
Amplitude bei
1kHz
Amplitude bei 10
kHz
Amplitude bei 100
kHz
Ausgang
Ausgang
-0,4dB
0dB
-0,4dB
Ausgang
0dB
0dB
0dB
Ausgang
-0,82dB
0dB
-0,82dB
Ausgang
-1,64dB
-0,9dB
Die Abweichungen sind im wesentlichen durch die Ungenauigkeiten beim Einstellen der
Potentiometer verursacht.
Seite 3- 70
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Mit maximaler Mittenanhebung, Höhen und Bässe in Neutralstellung:
Größe
Meßpunkt
gemessen
Abweichung
-0,8dB
Nach SPICESimulation
erwartet
-0,2dB
Amplitude bei
10Hz
Amplitude bei 100
Hz
Amplitude bei
1kHz
Amplitude bei 10
kHz
Amplitude bei 100
kHz
Ausgang
Ausgang
0,6dB
1dB
-0,4dB
Ausgang
4,5dB
4,3dB
+0,2dB
Ausgang
0,7dB
1,5dB
- 0,8dB
Ausgang
-1,5dB
-0,6dB
Mit maximaler Mittenabsenkung, Höhen und Bässe in Neutralstellung:
Größe
Meßpunkt
gemessen
Abweichung
-0,9dB
Nach SPICESimulation
erwartet
-0,2dB
Amplitude bei
10Hz
Amplitude bei 100
Hz
Amplitude bei
1kHz
Amplitude bei 10
kHz
Amplitude bei 100
kHz
Ausgang
Ausgang
-1,6dB
-1,5dB
-0,1dB
Ausgang
-4,7dB
-4,8dB
-0,1dB
Ausgang
-2,5dB
-1,8dB
-0,7dB
Ausgang
-1,5dB
-0,7dB
Mit maximaler Anhebung der Höhen und Bässe, Mitten in Neutralstellung:
Größe
Meßpunkt
gemessen
Abweichung
16,7dB
Nach SPICESimulation
erwartet
+18dB
Amplitude bei
10Hz
Amplitude bei 100
Hz
Amplitude bei
1kHz
Amplitude bei 10
kHz
Amplitude bei 100
kHz
Ausgang
Ausgang
6,5dB
+6dB
+ 0,5dB
Ausgang
-0,2dB
0dB
-0,2dB
Ausgang
7,8dB
+8,6dB
-0,8dB
Ausgang
8,2dB
-1,3dB
Seite 3- 71
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Mit maximaler Absenkung der Höhen und Bässe, Mitten in Neutralstellung:
Größe
Meßpunkt
gemessen
Abweichung
-17,3dB
Nach SPICESimulation
erwartet
-19dB
Amplitude bei
10Hz
Amplitude bei 100
Hz
Amplitude bei
1kHz
Amplitude bei 10
kHz
Amplitude bei 100
kHz
Ausgang
Ausgang
-6,6dB
-6,5dB
-0,1dB
Ausgang
0,3dB
0dB
+0,3dB
Ausgang
-8,2dB
-9dB
+0,8dB
Ausgang
-11,7dB
+1,7dB
Man erkennt eine hinreichend geringe Abweichung zwischen den erwarteten und den gemessenen
Werten
Weiterhin wurde der Frequenzgang mit dem D-Scope erfaßt und grafisch dargestellt:
Frequenzgang bei Mittelstellung aller Potentiometer
Frequenzgang bei maximaler Mittenanhebung, Höhen und Bässe in Mittelstellung
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Frequenzgang bei maximaler Mittenabsenkung, Höhen und Bässe in Mittelstellung
Frequenzgang bei maximaler Baß- und Höhenanhebung, Mitten in Mittelstellung
Frequenzgang bei maximaler Baß- und Höhenabsenkung, Mitten in Mittelstellung
Seite 3- 73
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Weiterhin wurde das Klirrspektrum der Baugruppe bei einer Frequenz von 1kHz aufgenommen:
Klirrspektrum der Klangstellerbaugruppe (alle Potentiometer in Mittelstellung)
Seite 3- 74
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Der Detailentwurf der Overdrive-Schaltung.
Die Overdrive-Schaltung verstärkt das Signal um den Faktor nominell 30, wobei zusätzliche
Verzerrungen in das Signal eingebracht werden. Das verstärke und verzerrte Signal wird anschließend
wieder um den Faktor nominell 30 heruntergeteilt.
Um eine Phasendrehung beim Einschleifen der Overdrive-Schaltung zu vermeiden, wird eine
invertierende Verstärkerstufe, die in Verbindung mit dem Main-Fader als Last eine Verstärkung von –1
bewirkt nachgeschaltet.
Im Zuge der Entwicklung der Spannungsverstärkerstufe zur Ansteuerung der Kathodenfolger für die
Speisung der Summenleitungen wurde bereits, als Zwischenschritt, eine Verstärkerstufe mit der
Verstärkung –34 entworfen, deren Verstärkung dann durch eine zusätzliche Gegenkopplung auf –18
reduziert wurde.
Diese Stufe wird als erste Verstärkerstufe der Overdrive-Schaltung verwendet.
+350V
+350V
R?
100K
C??
100nF
R?
33K
C??
0,22uF
1
V?A
12AY7
R?
330K
Eingang
C??
100nF
1
V?A
12AY7
Fader
P??
P??
2
10K
100K
C??
47nF
2
Trimmpoti
R?
1M
3
3
R?
7K5
R?
1K8
+
C?
??
R?
680K
R?
1K
R?
22K
Prinzip und Dimensionierung der Overdrive-Schaltung
Durch die gegenüber der ursprünglichen Anwendung leicht veränderte Last der ersten Stufe geht
deren Verstärkung ein wenig zurück:
Die über den Koppelkondensator anliegende Last ist: 330K + 10K + 5K1 = 345K.
Der gesamte äußere Widerstand ist: 100K parallel 345K = 77,5K
Die Verstärkung ist dann:
V = µ * Ra / (Ra + Rp) = 44 * 77,5 / (28 + 77,5) = 32,3
Seite 3- 75
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Es muß noch der Kondensator zum Überbrücken des Kathodenwiderstands bestimmt werden.
Zunächst wird, nach dem Buch „Guitar Amplifier Preamps“ von Richard Kuehnel die „Cathode
Impedance“ , die tatsächlich wirksame Impedanz an der Kathode der Röhre, bestimmt. (Seite 99)
Die „Cathode Impedance“ ist:
Rk parallel (Rp + Rl) / (µ +1)
Der Innenwiderstand Rp wurde bereits mit 28kOhm abgelesen.
Der Verstärkungsfaktor µ wurde bereits mit 44kOhm abgelesen.
Der insgesamt wirksame Außenwiderstand Rl wurde bereits zu 77,5kOhm bestimmt.
Man erhält:
1K8 parallel (28K + 77K5) / (44 +1) = 1K8 parallel 2K34 = 1K02
Für eine untere Grenzfrequenz von 8 Hz wird die folgende Kapazität benötigt:
C = 1 / (2pi * 8 Hz * 1K02) = 19uF
Es wird der Normwert 22uF eingesetzt.
Das Spannungsteilerverhältnis des auf die erste Stufe folgenden Teilers ist, wenn das Trimmpoti auf
maximale Amplitude eingestellt ist:
(7K5 + 10K) / (330K + 7K5 + 10K) = 0,05
Es ergibt sich eine auf den Eingang der Schaltung bezogene resultierende Gesamtverstärkung von
32 * 0,05 = 1,6
Das Spannungsteilerverhältnis des auf die erste Stufe folgenden Teilers ist, wenn das Trimmpoti auf
minimale Amplitude eingestellt ist:
(7K5 ) / (330K + 7K5 + 10K) = 0,02
Es ergibt sich eine auf den Eingang der Schaltung bezogene resultierende Gesamtverstärkung von
32 * 0,02 = 0,64
Mit dem verwendeten 100nF-Koppelkondensator von der ersten Verstärkerstufe zum Spannungsteiler
ergibt sich eine untere Grenzfrequenz von 4,6 Hz.
Die Ausgangsstufe entspricht, bis auf den Wert des Ausgangskondensators, der bereits besprochenen
Ausgangsstufe des Klangstellers.
Die an den Ausgang der Overdrive-Schaltung angeschlossene Last ist der Main-Fader mit einem
Widerstand von 100kOhm. Der Ausgangskondensator wird für eine untere Grenzfrequenz von 8 Hz
bemessen:
C = 1 / ( 2π * 8 * 100K) = 0,2uF
Es wird der Normwert 0,22uF eingesetzt.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Es wurde beim Entwurf übersehen, daß der Ausgang der Overdrive-Schaltung nicht dazu geeignet ist,
den Eingang der Klangsteller-Schaltung mit seinem frequenzabhängigen Eingangswiderstand zu
treiben, daher kann der Overdrive nur hinter dem Klangsteller im Signalweg plaziert werden. In der
Praxis stellt dies aber keine bedeutsame Einschränkung dar.
Die praktische Ausführung der Overdrive-Baugruppe.
Die folgende Abbildung zeigt die praktisch realisierte Schaltung.
+350V
+350V
R703
200K
C704
100nF 400V
R709
33K
C706
0,47uF 400V Ausgang
1
V701A
12AY7
Eingang
C701
100nF 250V
P701
10K
2
6
V701B
12AY7
R704
330K
C705
47nF 400V
Rclic2
1M
7
Trimmpoti
R701
1M
R705
7K5
R702
1K8
8
3
Rclic1
1M
+
C702
C703
22uF 25V 1uF 100V
R706
680K
R707
1K
R708
22K
Die praktisch realisierte Schaltung des Overdrive
Die praktisch realisierte Schaltung entspricht, bis auf zwei Ausnahmen, dem ursprünglichen Entwurf.
Es wurden nachträglich die Widerstände Rclic1 und Rclic2 hinzugefügt, die bei geöffneten VACTROLOptokopplern weiterhin einen Lade/Entladepfad für C701 und C706 bereitstellen, womit
Klickereignisse beim Zuschalten des Overdrives vermieden werden.
Der Wert des Anodenwiderstands R703 wurde von 100kOhm auf 200kOhm erhöht, um eine stärkere
klangliche Wirkung des Overdrive zu erreichen. Die klanglichen Unterschiede zum ursprünglichen
Entwurf sind jedoch nicht besonders groß, die Änderung wurde trotzdem in den vorhandenen
Prototypen belassen.
Seite 3- 77
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Der Test und die Inbetriebnahme der Overdrive-Baugruppe.
Alle folgenden Messungen wurden mit dem ursprünglichen Wert 100kOhm für R703 durchgeführt.
Zunächst wurden die grundsätzlichen Parameter der Schaltung überprüft:
Größe
Meßpunkt
gemessen
Abweichung
29,6
Berechnet bzw.
erwartet
32,3
Verstärkung der
ersten Stufe
Gittervorspannung
der ersten Stufe
Anodenpotential
der ersten Stufe
Ruhestrom der
zweiten Stufe
C704
Über C703
-3,08V
-3V
+2,7%
V701 Pin1
173,4V
190V
-8,7%
Errechnung aus
Spannungsabfall
über R708
2,76mA
2,8mA
-1,43%
-8,4%
Die Übereinstimmung zwischen den erwarteten und den gemessenen Werten liegt im Bereich der
durch die Ableseungenauigkeit bei der grafischen Ermittlung der Werte zu erwartenden
Fehlergrenzen.
Mit dem D-Scope wurden weitere Messungen vorgenommen:
Klirrspektrum bei Aussteuerung mit 0dB (=+6dBu)
Es zeigte sich bei Hörtests überraschenderweise, daß bei dieser Aussteuerung der Unterschied zum
nicht durch den Overdrive geschleiften Signal als sehr gering empfunden wird. Dies dürfte im nach
wie vor „richtigen“ Abfall der Intensität der Klirrprodukte mit ihrer Ordnung begründet sein.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Klirrspektrum bei Aussteuerung mit 6dB (=+12dBu)
Klirrspektrum bei Aussteuerung mit 12dB (=+18dBu)
Zu einem späteren Zeitpunkt wurden die bereits besprochenen Widerstände zur Klick-Eliminierung
hinzugefügt. Weiterhin wurde der Anodenwiderstand R703 von 100kOhm auf 200kOhm erhöht, was
aber nur geringe klangliche Auswirkungen hatte.
Es wurde auch getestet, wie sich die Schaltung klanglich verhält, wenn man die Röhre 12AY7 durch
die Röhre 12AX7 mit höherem Verstärkungsfaktor µ ersetzt, da sich hierdurch eine subjektive
Verschlechterung des Klangbilds ergab, wurden diese Test jedoch schnell abgebrochen.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
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Realisierung
Die Overdrive- und die Klangsteller-Leiterplatte
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
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Realisierung
Ein fertiggestelltes Kanalmodul
Seite 3- 81
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Der Test der Kanal- und Summenmodule in klassischer
Triodenverstärkertechnik im Zusammenwirken
Im nun folgenden Schritt wurden die Baugruppen der Kanalmodule und des Summenmoduls im
Zusammenwirken elektrisch und klanglich getestet.
Test der Module im Zusammenwirken
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
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Realisierung
Die folgende Abbildung zeigt das Klirrspektrum, das beim Durchlaufen einer dem späteren Kanalund Summenmodul nahezu identischen Signalkette entstand.
Der Signalweg war wie folgt zusammengesetzt:
1.
2.
3.
4.
5.
6.
7.
8.
Eingangsübertrager
Phasendreher
Signalweg-Baugruppe
Klangsteller-Baugruppe eingeschleift, alle Potentiometer in Mittelstellung
Main Fader
Hauptsummentreiber-Baugruppe
Summenmodul
Ausgangsübertrager
Das Potentiometer für die Pegelanpassung wurde nicht eingebaut, stattdessen bestand eine direkte
Verbindung vom Eingangsübertrager zur Signalweg-Baugruppe. Der Summenfader wurde ebenfalls
nicht eingebaut sondern durch eine direkte Verbindung ersetzt.
Der Main-Fader wurde so eingestellt. dass sich, bei Ansteuerung des Eingangs mit +6dBu = 1,55Veff
am Ausgang ebenfalls 1,55V eff (entsprechend +6dBu/0dB) am Ausgang, der mit 600 Ohm
abgeschlossen wurde, ergab.
Klirrspektrum bei Durchlauf durch die gesamte SILVESTRIS-Signalkette (in klassischer
Triodenverstärkertechnik) bei +6dBu/0dB Aussteuerung
Seite 3- 83
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
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Realisierung
Bei Reduktion der Aussteuerung auf 775mV eff (entsprechend 0dBu) ergab sich das folgende
Klirrspektrum:
Klirrspektrum bei Durchlauf durch die gesamte SILVESTRIS-Signalkette (in klassischer
Triodenverstärkertechnik) bei 0dBu/-6dB Aussteuerung
Bei Erhöhung der Aussteuerung auf 3,1Veff (entsprechend +12dBu) ergab sich das folgende
Klirrspektrum:
Klirrspektrum bei Durchlauf durch die gesamte SILVESTRIS-Signalkette (in klassischer
Triodenverstärkertechnik) bei 12dBu/+6dB Aussteuerung
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Bei Erhöhung der Aussteuerung auf 9,76Veff (entsprechend +22dBu) , das ist die vorgesehene
Aussteuerungsgrenze, ergab sich das folgende Klirrspektrum:
Klirrspektrum bei Durchlauf durch die gesamte SILVESTRIS-Signalkette (in klassischer
Triodenverstärkertechnik) bei 22dBu/+16dB Aussteuerung
Bei 0dB-Aussteuerung wurde, in der identischen Konfiguration des Signalwegs, mit Ausnahme der
Überbrückung des Klangreglers, der Frequenzgang aufgenommen.
Der Frequenzgang
Bei den anschließenden Hörversuchen wurden verschiedene Musikstücke zum Einen direkt vom CDPlayer über die BLACK CAT 2-Anlage abgespielt und zum Anderen über den zwischengeschalteten
SILVESTRIS-Testaufbau, mit obiger Konfiguration der Signalkette mit obigen Einstellungen, abgespielt.
Da zum Zeitpunkt des Tests nur ein Kanal aufgebaut war, waren Mono-Aufnahmen für diese Tests
besonders geeignet.
Seite 3- 85
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Der deutlichste Effekt zeigte sich mit der Mono-Aufnahme „Tutti-Frutti“ von Elvis Presley aus dem Jahr
1956, in der von FTD-Records herausgegebenen Reissue. Die Empfindung der Zuhörer war, daß die
Musik deutlich wärmer und präsenter erscheint, sie wirkte auch aggressiver und rebellischer.
Insbesondere in der Stimme Elvis Presleys konnte eine interessante Modulation wahrgenommen
werden, die erst beim Durchschleifen durch das Mischpult auffällig wurde. Zitat: „Man hat das Gefühl,
der Elvis tanzt hier auf dem Tisch“ Wenn man dann wieder den SILVESTRIS-Testaufbau aus dem
Signalweg nahm, stellte sich die Empfindung ein, daß der Musik etwas fehlt, daß sie zwar präziser,
aber auch „blutleerer“ zu hören ist.
Da „Tutti-Frutti“ genau die Art von Musik darstellt, deren künstlerische Aussage durch das Mischpult
unterstützt werden soll, kann daher gesagt werden, daß die entworfene und aufgebaute Schaltung
ihren Zweck erfüllt.
Diese Einschätzung wurde durch spätere Tests der Kanal-rund Summenmodule im Studio bestätigt.
Hierbei wurden das derzeit bei LIGHTNING RECORDERS verwendete Transistor-Mischpult mit dem
SILVESTRIS-Prototypen in klassischer Triodenschaltung verglichen. Als Mikrofon-Vorverstärker wurde ein
historischer Grommes-Verstärker verwendet.
Die mit dem SILVESTRIS-Prototypen gemachte Aufnahme wurde von allen Zuhörern als angenehm
warm und lebendig klingend empfunden. Alle Zuhörer empfanden eine deutliche Verbesserung
gegenüber dem Transistor-Mischpult.
Seite 3- 86
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Bei weiteren Untersuchungen ergab sich noch eine überraschende Beobachtung, die nicht in unser
bisheriges Bild paßte:
Bei der zweiten aufgebauten Summenmodul-Verstärkerbaugruppe wurde versuchsweise die
zunächst eingesetzte Röhre in der Spannungsverstärkerstufe, eine 6072/12AY7 von GE aus den 1950er Jahren durch eine fabrikneue Röhre 12AY7 von TAD ersetzt.
Damit ging die Intensität der Klirrprodukte k4 und k5 erheblich zurück, was sich in einem als klar und
angenehm empfundenen Klangbild äußerte.
Klirrspektrum des vollständigen SILVESTRIS-Signalwegs mit einer Röhre 6072/12AY7 von GE aus den
1950-er Jahren als Spannungsverstärkerröhre im Summenmodul
Klirrspektrum des vollständigen SILVESTRIS-Signalwegs mit einer fabrikneuen Röhre12AY7 von TAD als
Spannungsverstärkerröhre im Summenmodul
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
An dieser Stelle sind noch weiterführende Untersuchungen notwendig.
Seite 3- 88
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Das Summenmodul in Differenzverstärker-Technik.
Der Summenmodul-Verstärker mit ausgangsseitigem
Kathodenfolger.
Das Prinzip.
Die bisherige spannungsverstärkende Stufe wird durch eine Differenzverstärkerstufe ersetzt, die die,
unveränderte, Kathodenfolgerstufe ansteuert. Die Kathodenfolgerstufe wird in den
Gegenkopplungspfad einbezogen.
+450V
11,6mA
R212
R202
6
V102B
12AT7
1
V102A
12AT7
C104
47nF 400V PP
Differenzverstärker
C201
100nF / 250V
2
7
+
3
Von Summenleitung
8
R201
C105
R116
680K
R118
220R
Rlast
600R
R117
25K 2,5W
Prinzip des Summenmoduls mit Differenzverstärker
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
V202A
ECC82/12AU7
1
Es wird eine zweistufige Differenzverstärkerschaltung eingesetzt,wie sie bereits aus dem HiFi-Verstärker
BLACK CAT 2 bekannt ist. Die folgende Abbildung zeigt das Prinzip der Schaltung.
C203
100nF
1
2
V201A
ECC83/12AX7
3
R207
750K
-
R210
68k/1W
2
R204
100K
3
R202
10K
R203
68K
R209
27k/1W
+
V201B
ECC83/12AX7
-120V
+350V
R205
100K
7
V202B
ECC82/12AU7
8
R201
470K
+240V
8
-120V
R208
750K
R211
68k/1W
6
Ausgang
7
6
C204
100nF
Vereinfachtes Schaltbild der verwendeten Differenzverstärkerschaltung
Im Gegensatz zur Originalschaltung werden beide Anodenwiderstände der ersten Stufe gleich groß
gemacht, der Symmetrieabgleich findet durch Verändern der Gitterwiderstände statt (in obiger Skizze
nicht eingezeichnet)
Die Schaltung arbeitet wie folgt:
Wir denken uns anstelle des Kathodenwiderstands R203 eine ideale Konstantstromquelle.
Gehen wir zunächst davon aus, daß der –Eingang sich auf Massepotential befindet. Wenn nun,
durch ein Eingangssignal, der +-Eingang positiver gemacht wird, dann nimmt der Anodenstrom
durch V201B zu. Damit steigt aber auch das Potential der miteinander verbundenen Katoden von
V201 an. Dies führt wiederum dazu, daß die Gitterspannung von V201A negativer wird, mithin der
Anodenstrom von V201A zurückgeht. Die Summe der Anodenströme beider Röhren bleibt also stets
konstant, wie es auch durch die (anstelle des Kathodenwierstands gedachte) Stromquelle erzwungen
wird. Damit sinkt das Anodenpotential von V201B während das Anodenpotential von V201A ansteigt.
Man erhält also zwei betragsgleiche und komplementäre Ausgangssignale. Das Potential der
miteinander verbunden Kathoden entspricht dem Mittelwert aus beiden Eingangssignalen zuzüglich
der Gittervorspannung.
Wenn man jetzt den –Eingang um den selben Betrag negativer machen würde, wie zuvor schon
den +-Eingang, dann ergäbe sich eine Verdopplung der Amplitude der komplementären
Ausgangssignale.
Seite 3- 90
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Wenn man jedoch den –Eingang um den selben Betrag positiver machen würde, wie zuvor bereits
den +-Eingang, dann wären beide Eingänge wieder auf dem gleichen Potential, bedingt durch die
Symmetrie der Schaltung und die Einprägung des Kathodenstroms würde sich an den Potentialen
der Anoden nichts ändern. Man erhielte kein Ausgangssignal.
Man erkennt, daß die Schaltung nur die Differenz zwischen beiden Eingängen verstärkt, nicht aber
das beiden Eingängen gemeinsame Gleichtaktsignal.
Wenn man jedoch anstelle der bis zu diesem Zeitpunkt gedanklich eingefügten Stromquelle wieder
auf die tatsächlich vorhandenen Kathodenwiderstände zurückgeht, dann erkennt man, daß mit
diesen im vorherigen Beispiel die Potentiale beider Anoden, um den gleichen Betrag, gesunken
wären, da der Kathodenstrom um den Betrag der Potentialanhebung der Eingänge geteilt durch
den Kathodenwiderstand angestiegen wäre. Die Gleichtaktverstärkung der Schaltung ist also nicht
mehr Null.
Das entscheidende Kriterium für den Einsatz der Differenzverstärkerschaltung im Mischpult ist jedoch
die weitgehende Kompensation der Krümmungen der Röhrenkennlinien, die mit ihr erreicht wird.
Die Verstärkung einer Triode ist dann höher als im Arbeitspunkt, wenn sie bereits stark ausgesteuert ist,
also wenn die Gitterspannung weniger negativ als im Arbeitspunkt ist. Bei geringerer Aussteuerung
sinkt die Verstärkung ebenso ab.
Wenn nun der +-Eingang positiver als der –Eingang ist, dann ist die Verstärkung von V201B höher als
die von V201A. Durch die Summierung der Ausgangssignale von V201A und V201B mit der
folgenden Differenzverstärkerstufe wird dieser Unterschied kompensiert: Der „höhere Beitrag“ von
V201B wird mit dem „niedrigeren Beitrag“ von V201A summiert, womit sich dann die „richtige“
Amplitude des Summensignals ergibt. In der dann folgenden negativen Halbwelle des Signals wird
dann der „niedrigere Beitrag“ von V201A mit dem „höheren“ Beitrag von V201B summiert, womit sich
dann wieder die „richtige“ Amplitude ergibt.
In der zweiten Differenzverstärkerstufe ist dann das Eingangssignal gegenüber dem Gleichtaktsignal
so hoch, daß auch schon das massebezogene Ausgangssignal eines Zweiges sehr verzerrungsarm
ist.
Die Randbedingungen:
Die Randbedingungen für die Auslegung der Differenzverstärkerstufe werden noch einmal
zusammengefaßt:
-
Ausgangspagel 4,38Vpp bei 0 dB Aussteuerung, Aussteuerungsgrenze mindestens 27,6Vpp
entsprechend +16dB Aussteuerung.
-
Eingangssignal für 0dB Aussteuerung 1Vpp, dementsprechend 6,3Vpp@ für +16dB
Aussteuerung.
-
Ausgangsübertrager LL1680 mit Übertragungsverhältnis 18/4
-
Damit primärseitig bei +16dB Aussteuerung 27,6Vpp * 18/4 = 124,2Vpp
Die Verstärkung der Kathodenfolgerstufe ist bereits bekannt, sie ist 0,952, damit wird eine Spannung
von 124,2Vpp / 0,95 = 130Vpp am Ausgang der Differenzverstärkerstufe benötigt.
Damit wird eine wirksame Verstärkung der Differenzverstärkerstufe von 130Vpp/6,3Vpp = 20,6
benötigt.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
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Realisierung
Die Detaillierte Betrachtung der ersten Stufe des Differenzverstärkers.
Es wird die Dimensionierung der im BLACK CAT 2 verwendeten Differenzverstärkerschaltung
beibehalten, mit der Ausnahme, daß beide Anodenwiderstände den selben Wert erhalten. Der
Symmetrieabglich wird an anderer Stelle vorganommen.
Zur Bestimmung der Arbeitspunkte wird die Schaltung in mehreren Schritten in zwei voneinander
unabhängige Teilschaltungen zerlegt.
+240V
6
Ra2
100K
1
Ra1
100K
V2300A
ECC83/12AX7
V2300B
ECC83/12AX7
2
7
Rg2
470K
8
3
Rg1
470K
Rk
68K
-120V
Die ursprüngliche Schaltung
Schritt 1: Der gemeinsame Kathodenwiderstand wird durch zwei parallelgschaltete Widerstände mit
dem doppelten Wert des tatsächlichen Kathodenwiderstands ersetzt.
+240V
6
Ra2
100K
1
Ra1
100K
V2300A
ECC83/12AX7
V2300B
ECC83/12AX7
2
7
Rg1
470K
Rg2
470K
8
3
I=0
da perfekte
Symmetrie
angenommen
Rk1
136K
-120V
Rk2
136K
-120V
Schritt1: Aufsplittung Rk
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
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Realisierung
Schritt 2: Da beide Kathoden (symmetiebedingt, es werden exakt identische triodensysteme
angenommen) auf identischem Potential liegen, fließt kein Strom durch die Verbindungsleitung
zwischen beiden Kathoden. Damit kann diese Leitung entfallen, womit sich zwei voneinander
unabhängige Teilschaltungen ergeben.
+240V
+240V
6
Ra2
100K
1
Ra1
100K
V2300A
ECC83/12AX7
V2300B
ECC83/12AX7
2
7
Rg2
470K
8
3
Rg1
470K
Rk1
136K
Rk2
136K
-120V
-120V
Schritt 2: Entfernen der Verbindungsleitung zwischen den Kathoden
Die Summe der Kathodenströme ist 120V/68K = 1,76mA, damit fließen im Ruhezustand 1,76mA/2 =
0,88mA durch jedes der beiden Triodensysteme.
An beiden Anodenwiderständen fallen somit 100kOhm * 0,88mA = 88V ab. Die
Versorgungsspannung ist 240V. Über den Röhrensystemen verbleiben 240V – 88V = 152V.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Diese Verhältnisse werden ins Kennlinienfeld der 12AX7 eingetragen:
Ermittlung der Gitterspannung aus im Kennlinienfeld der 12AX7
Die zum vorhandenen Arbeitspunkt gehörende Gitterspannung ist etwa –1,2V, womit deren
Vernachlässigung in der vorherigen Betrachtung tatsächlich gerechtfertigt ist.
Seite 3- 94
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Nun können der Verstärkungsfaktor und der Innenwiderstand abgelesen werden:
Ablesen des Verstärkungsfaktors µ und des Innenwiderstands Rp aus dem Kennlinienfeld der 12AX7
Es kann ein Verstärkungsfaktor µ von 100 und ein Innenwiderstand Rp von 72 kOhm abgelesen
werden.
Es wird nun eine symmetrische Ansteuerung der Sufe angenommen, bei weiterhin angenommener
perfekter Gleichheit beider Röhrensysteme. Dann ist, bedingt durch die sich gegenseitig
aufhebenden Einflüsse beider Röhrensysteme auf das Kathodenpotential, das Potential der
miteinander verbunden Kathoden konstant. Unter dieser Annahme kann man aber die beiden
Zweige der Stufe voneinander unabhängig betrachten. An jedem Zweig der Stufe wird die Hälfte der
Steuerspannung eingespeist, aber auch (gegen Masse) die Hälfte der Ausgangsspannung
gemessen. Damit ist die Verstärkung des Differenzverstärkers gleich der Verstärkung einer
Kathodenbassisschaltung mit den im jeweiligen Zweig anzutreffenden Bedingungen.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Dieser Vorgang wird nun in einzelnen Schritten durchgeführt:
Die erste Abbildung zeigt die Originalschaltung, mit symmetrischer Ansteuerung und mit
symmetrischer Abnahme der Ausgangsspannung.
+240V
Ra1
100K
Ra2
100K
6
1
Vout
V2300A
ECC83/12AX7
V2300B
ECC83/12AX7
2
7
Rg2
470K
8
3
Rg1
470K
Rk
68K
-120V
Vin
Die Originalschaltung, mit symmetrischer Ansteuerung und mit symmetrischer Abnahme der
Ausgangsspannung
Schritt 1: Man kann sowohl die Ein- als auch die Ausgangsspannung als Serienschaltung von zwei
gleich großen Teilspannungen sehen:
+240V
Ra1
100K
Ra2
100K
6
Vout/2
1
Vout/2
V2300A
ECC83/12AX7
V2300B
ECC83/12AX7
2
7
Rg2
470K
8
3
Rg1
470K
Rk
68K
-120V
Vin/2
Vin/2
Schritt 1: Man kann Vin und Vout als Serienschaltung von zwei gleichgroßen Teilspannungen sehen.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Es ist offensichtlich, daß dann der Verbindungspunkt beider Spannungsquellen aber auch der
Verbindungspunkt beider gedachter Ausgangs-Teilspannungen Vout/2 auf zeitlich konstantem
Potential sind.
Damit kann die Schaltung, im Schritt 2, ohne Änderung ihrer Funktion umgezeichnet werden:
+240V
Ra1
100K
Ra2
100K
6
Vout/2
1
Vout/2
V2300A
ECC83/12AX7
V2300B
ECC83/12AX7
2
7
Rg2
470K
8
3
Rg1
470K
Rk
68K
-120V
Vin/2
Vin/2
Schritt 2: Kenntlichmachung konstanter Potentiale an den Verbindungspunkten der Teilspannung
Im folgenden Schritt 3 wird die der Kathodenwiderstand gedanklich durch eine Spannungsquelle
ersetzt:
Das Potential der Kathode ist die Summe aus der sich einstellenden Gittervorspannung und dem
Mittelwert der Signalspannungen beider Gitter gegen Masse. Es ist offensichtlich, daß der Mittelwert
beider Signalspannungen bei komplementärer Ansteuerung (also kein Gleichtaktsignal) Null ist, das
Kathodenpotential mithin zeitlich konstant ist.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
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Realisierung
Es besteht somit keine Interaktion zwischen beiden Zweigen der Schaltung mehr:
+240V
Ra1
100K
Ra2
100K
6
Vout/2
1
Vout/2
V2300A
ECC83/12AX7
V2300B
ECC83/12AX7
2
7
Rg2
470K
8
3
Rg1
470K
Vk
Vin/2
Vin/2
Schritt 3: Kenntlichmachung des konstanten Kathodenpotentials mittels einer Ersatzspannungsquelle
Damit können nun, im Schritt 4, beide Zweige der Schaltung auch zeichnerisch getrennt werden.
+240V
+240V
Ra1
100K
Ra2
100K
Vout/2
6
1
Vout/2
V2300A
ECC83/12AX7
V2300B
ECC83/12AX7
2
7
Rg2
470K
8
3
Rg1
470K
Vk
Vk
Vin/2
Vin/2
Schritt 4:zeichnerische Trennung der Zweige
Seite 3- 98
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
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Nun kann die bekannte Formel zur Verstärkungsberechnung einer einzelnen Kathodenbasisstufe
verwendet werden:
V = µ * Ra / (Ra + Rp) = 100 * 100K ( 100K + 72K) = 58,1
Dieser Wert gilt bei differentieller Ansteuerung und differentieller Auskopplung der Ausgangsspannung,
bei Auskopplung der Ausgangsspannung gegen Masse halbiert sich der Wert der Verstärkung.
Der Abgleich der Ausgangssymmetrie wird aus dem Anodenkreis in den Gitterkreis der Treiberstufe
verlegt, um diesen Abgleich ohne Einfluß auf den Gleichstromarbeitspunkt der Stufe vornehmen zu
können.
Die detaillierte Betrachtung der zweiten Stufe des Differenzverstärkers.
In der zweiten Stufe muß eine Röhre mit größerem möglichen Aussteuerbereich, ausgangsseitig und
eingangsseitig, als die 12AX7 vorgesehen werden.
Die 12AU7 (=ECC82) ist geeignet, es wird wiederum auf die vom BLACK CAT 2 bekannte Schaltung,
zurückgegriffen.
Der Strom durch den Kathodenwiderstand ist ca. 120V/27K = 4,44mA, damit 2,22mA pro Röhre.
Damit ergibt sich ein Spannungsabfall an Anodenwiderstand von 2,22mA *68k = 150V. Damit
stehen 350V-150V = 200V über der Röhre an.
Die Anodenspannung und der Anodenstrom werden in das Kennlinienfeld eintragen, um die
Gittervorspannung zu ermitteln:
Ermittlung der Gitterspannung aus im Kennlinienfeld der 12AU7
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
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Es wird eine Gitterspannung von ca. –10V abgelesen, damit liegen über dem Kathodenwiderstand
nicht 120V, sondern 128V an, der Stromfluß ist dann 130V / 27KOhm = 4,8mA => 2,4mA pro Röhre.
(Ein Rücktrag in das Kennlinienfeld ist nicht sinnvoll, da die bereits erzielte Genauigkeit schon im
Bereich der Exemplarstreuungen ist)
Das Potential der Anoden ist: 350V – (68 kOhm * 2,4mA) = 187V
Die Stufe soll, von einem Ausgang gegen Masse bezogen, eine Ausgangsspannung von 130Vpp
abgeben. Die Verhältnisse bei dieser Aussteuerung werden ins Kennlinienfeld eingetragen:
-
Einzeichnen der Arbeitsgerade (grün) mit den Punkten 350V/0mA und 0V/{350V/68K} =
0V/5,1mA.
Einzeichnen des bereits ermittelten Arbeitspunkts (pink).
Einzeichnen des Aussteuerbereichs von 200V + 130Vpp = 200V +/-65V.
Die maximale Ausgangsspannung ist : 200V + 65V = 265V.
Die minimale Ausgangsspannung ist: 175V – 65V = 110V.
Darstellung der maximalen Aussteuerung im Kennlinienfeld der 12AU7
Man erkennt, das die gewünschte Aussteuerung von 130Vpp möglich ist, ohne daß man den
Grenzen der möglichen Gitter- oder Anodenspannungen zu nahe kommt.
Im Rahmen der Ablesegenauigkeit kann schon einmal die Verstärkung der Stufe abgeschätzt
werden:
V = ∆ Ua / ∆ Ug
V = 130v / (17V – 5V)
V = 130V / 12V
V = 10
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
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Es ist hier zu beachten, daß, im Sinne der am Beispiel der ersten Stufe gezeigten Zerlegung, am hier
gezeigten Gitter nur die Hälfte der Ansteuerspannung sichtbar ist, für das der Abschätzung
zugrundeliegende konstante Kathodenpotential muß das Gitter des anderen Triodensystems
entgegengesetzt angesteuert werden, die tatsächliche Eingangsspannung für eine
Ausgangsspannung von 130Vpp gegen Masse ist also 24Vpp, womit sich eine wirksame Verstärkung
von 5 ergibt.
Die Verstärkung soll noch einmal auf dem selben Weg bestimmt werden, wie es bei der vorigen Stufe
geschehen ist:
Aus dem Kennlinienfeld der 12AU7 werden der Verstärkungsfaktor µ und der Innenwiderstand Rp
abgelesen.
Ablesen des Verstärkungsfaktors µ und des Innenwiderstands Rp aus dem Kennlinienfeld der 12AU7
Der Verstärkungsfaktor µ ist 14, der Innenwiderstand Rp ist 14kOhm.
V = µ * Ra/(Rp + Ra) = 14 * 68K / (14K + 68K) = 11,6
Die Übereinstimmung beider Ergebnisse ist angesichts der Ablesegenauigkeiten hinreichend.
Die, bei Signalauskopplung gegen Masse, hier wirksame Verstärkung ist 11,6/2 = 5,8.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
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Die Betrachtung beider Stufen des Differenzverstärkers im
Zusammenhang.
Die Gesamtverstärkung beider Stufen (im Leerlauf ohne Gegenkopplung) ist 58,1 * 5,8 = 337.
Die hier benötigte Verstärkung ist 20,6.
Nun kann der Spannungsteiler zur Gegenkopplung berechnet werden.
Als Beispiel wird eine Ausgangsspannung (nach Kathodenfolger) von 124Vpp gewählt. Um diese zu
erzielen bedarf es einer Eingangsspannung (zwischen den Eingängen der ersten Stufe) von
130Vpp/337 = 0,386Vpp. (Verstärkung Kathodenfolger 0,952 berücksichtigt)
Die Eingangsspannung ist 6,3Vpp. Am zur Gegenkopplung verwendeten Gitteranschluß muß dann
eine Spannung von 6,3Vpp – 0,386Vpp = 5,9Vpp anstehen.
Über dem „oberen“ Widerstand des Spannungsteilers stehen dann 124Vpp – 5,9Vpp = 118,1Vpp an,
der „obere“ Widerstand ist dann 118,1/5,9 = 20,02 fach größer als der „untere Widerstand“, diese
Bedingung läßt sich z.B. mit 10kOhm und 200kOhm hinreichend genau realisieren.
118,1V
R212
20,017R
5,9V
R202
R
V = 337
+
0,386V
Ausgang
130V
Eingang
6,3V
Veranschaulichung der Spannungsverhältnisse am gegengekoppelten Verstärker
Der Gegenkopplungsanteil für die hohen Frequenzanteile wird bereits vor der Kathodenfolgerstufe
abgenommen, um die Phasenverzögerung durch diese Stufe zu umgehen. Die Verstärkung der
ersten Stufe wird bei hohen Frequenzen mit einem RC-Glied verringert, das so aufgebaut ist, daß
eine Phasennacheilung von 90° vermieden wird. Im Zuge der empirischen Optimierung der
Schaltung wurde dieses RC-Glied jedoch wieder entfernt.
Zur Vermeidung tieffrequenter Oszillationen mußte der Koppelkondensator C109, der den
Kathodenfolgerausgang mit dem Ausgangsübertrager verbindet, gegenüber der bisherigen
Ausführung der Schaltung in seinem Wert reduziert werden, um eine zu Instabilität führende
HIntereinanderschaltung von Hochpässen mit ähnlicher Knickfrequenz zu vermeiden.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
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Das Hinzufügen von aktiven Stromquellen:
Es stellte sich die Frage, inwieweit sich die Eigenschaften des Differenzverstärkers verbessern, wenn
man die Kalthodenwiderstände durch aktive Stromquellen ersetzt. Um dies zu klären wurden aktive
Stromquellen auf der Baugruppe vorgesehen.
Mittels Steckbrücken kann zwischen den herkömmlichem Kathodenwiderständen und den aktiven
Stromquellen gewählt werden.
Die folgende Abbildung zeigt das Prinzip der aktiven Stromquellen:
V401A
ECC83/12AX7
1
Zu den Kathoden der
Differenzverstärkerschaltung
2
Vref
33V
3
+
R
-120V
Das Prinzip der aktiven Stromquellen
Die Schaltung arbeitet als Kathodenfolger. Wenn man die Gittervorspannung zunächst
vernachlässigt, dann stellt sich über dem Kathodenwiderstand die Referenzspannung ein. Wenn nun,
aus irgend einem Grund der Anodenstrom durch die Röhre zunimmt, dann steigt die Spannung über
den Widerstand R zunächst an. Damit wird aber die Kathode positiver gegenüber dem Gitter, was
dem Anstieg des Anodenstroms entgegenwirkt. Wäre der Verstärkungsfaktor der Röhre unendlich
hoch, würde der Anodenstrom von den Verhältnissen im Anodenkreis unabhängig und wäre stets
exakt Vref / R. In der Praxis muß noch die Gittervorspannung berücksichtigt werden, damit fließt ein
nomineller Anodenstrom von (Vref + Ug) / R.
Vref wird so festgelegt, daß Vref groß gegenüber der zu erwartenden Gitterspannung ist, aber auch
klein gegenüber der negativen Versorgungsspannung –120V ist. Hieraus folgt die Wahl einer
Referenzspannung von 33V. Dies entspricht einer Spannung von –120V + 33V = -87V gegen Masse.
Für die aktive Stromquelle für die erste Stufe des Differenzverstärkers wird, wie für die Stufe selbst, die
eine Röhre 12AX7 verwendet, wobei jeweils ein Triodensystem für einen Kanal des Summenmoduls
verwendet wird.
Es ist, wie aus der Erfahrung bekannt ist, mit einer Gittervorspannung Ug von ca. 1V zu rechnen.
Es soll ein Strom von 1,76mA eingeprägt werden.
Der Kathodenwiderstand ist damit (33V + 1V ) / 1,76mA = 19,3kOhm
Es wird der Normwert 19K6 verwendet.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
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Realisierung
Für die zu den zweiten Stufen gehörende Stromquellen wird eine Röhre 12AU7 eingesetzt.
Es soll ein Strom von 5,33mA eingeprägt werden.
Über der Röhre fallen 120V – 33V = 87V ab.
Aus dem Kennlinienfeld wird die zu erwartende Gittervorspannung abgelesen:
Ermittlung der Gitterspannung aus im Kennlinienfeld der 12AU7
Es wird eine Gitterspannung von ca. 2V abgelesen.
Der Kathodenwiderstand ist damit (33V + 2V ) / 5,33mA = 6,56 kOhm
Es wird der Normwert 6K49 verwendet.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
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Realisierung
Die Referenzspannung wird mit einer auf –120V bezogenen Zenerdiode erzeugt. Die über der
Zenerdiode abgegriffene Spannung wird mit einem Tiefpaß aus 100kOhm und 1uF mit einer
Grenzfrequenz von 1,6Hz gefiltert, um das Rauschen der Zenerdiode nicht in den Signalweg
gelangen zu lassen.
R401
10K /1W
R402
100K
-87V
D401
BZT03C33
C401
1uF
-120V
Die Erzeugung der Referenzspannung
Die Anforderungen an die Stromversorgung.
Das Summenmodul benötigt die folgenden Spannungen und Ströme:
Heizspannungen:
12,6V / 0,3A @ +250V für 2x 12AT7 Kathodenfolger
12,6V / 0,6A @ GND für 2x 12AX7 und 2x 12AU7 für Differenzverstärker
12,6V / 0,3A @ -120V für 1x 12AX7 und 1x12AU7 für aktive Stromquellen.
Im Rahmen der bisher durchgeführten Erprobung wurden die auf –120V bezogenen Heizkreise mit
den auf GND bezogenen Heizkreisen parallelgeschaltet, wobei die maximal zulässige Spannung
zwischen Heizfaden und Kathode von +/-90V mit ca. –86V gerade noch nicht erreicht wird. Für ein
„richtiges Produkt“ wäre dieses vollständige Ausnutzen der Grenzwerte nicht zulässig.
Hilfs-Anodenspannungen/Referenzspannungen (intern erzeugt):
Diese Spannungen werden doppelt, separat für jeden Kanal, erzeugt:
+350V (Anodenspannung für zweite Differenzverstärkerstufe):
-
Erzeugung aus Spannung +450V
Stromaufnahme 5,33mA
Vorwiderstand = (450V-350V)/5,33mA = 100V/5,33mA = 18,76kOhm
Es wird der Normwert 18K eingesetzt
Die Verlustleistung ist 0,55W.
Zur Abblockung ist ein Elko 10uF/450V sinnvoll.
Im Fehlerfall (Heizfadenbruch) kann die Spannung über dem Elko max. 450V betragen, im
normalen Betriebsfall nie mehr als 350V, da die Anodenversorgung erst nach vollständiger
Aufheizung der Röhren zugeschaltet wird.
+240V (Anodenspannung für erste Differenzverstärkerstufe):
-
Erzeugung aus Spannung +450V
Stromaufnahme 1,76mA
Vorwiderstand: (450V – 240V) / 1,76mA = 210V/1,76mA = 119,3kOhm
Es wird der Normwert 120K eingesetzt.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
-
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Realisierung
Zur Abblockung ist ein Elko 10uF/450V sinnvoll.
Im Fehlerfall (Heizfadenbruch) kann die Spannung über dem Elko max. 450V betragen, im
normalen Betriebsfall nie mehr als 250V, da die Anodenversorgung erst nach vollständiger
Aufheizung der Röhren zugeschaltet wird.
-87V (Referenzspannung für Stromquellen):
-
Erzeugung aus Spannung –120V
Der Strom durch den Vorwiderstand der Zenerdiode ist : 87V/10kOhm = 8,7mA
Die Verlustleistung an der Zenerdiode ist: 33V * 8,7mA = 0,28W
Die Verlustleistung am Vorwiderstand ist: 87V * 8,7mA = 0,76W
Anodenspannung +450V
Die Stromaufnahme ist:
2 Kathodenfolgerstufen: 2 * 10mA
2 Differenzverstärker: 2 * (1,76mA + 5,33mA)
= 20mA
=14,2mA
Summe:
= 34,2mA
Kathodenspannung –120V
2 Differenzverstärker: 2 * (1,76mA + 5,33mA)
=14,2mA
Referenzquelle
= 8,7mA
Summe:
= 22,9mA
Seite 3- 106
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
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Realisierung
Die praktische Ausführung der Baugruppe.
Die folgende Abbildung zeigt die praktische Ausführung eines Kanals des Summenmoduls:
+350V_1
R210
68k/1W
+240V_1
R204
100K
C205
100pF
4,7pF
1
V202A
ECC82/12AU7
C203
100nF
R212
200K
Nachträglich auf 2,2pF reduziert
2
R207
750K par. 200K
-120V
7
C201
100nF / 250V
2
V202B
ECC82/12AU7
+450V
6
7
R205
100K
V102A
12AT7
V102B
12AT7
C204
100nF
C104
47nF 400V PP
2
1
V402A
ECC82/12AU7
1
V401A
ECC83/12AX7
J202
3
R208
750K par 200K
Eingang
von Summen-Fader
1
6
V201B
ECC83/12AX7
R206
47k
500K
2
R209
27k/1W
1
R201
470K
C202
33pF
8
3
J201
1
SYMM
3
R203
68K
8
-120V
R202
10K
P201
2
3
C202 nachträglich entfernt
1
V201A
ECC83/12AX7
7
6
+240V_1
R211
68k/1W
2
-87V
2
Ausgang
8
3
-87V
C105
50nF PP
R215
19K6
R116
680K
R216
6K49
-120V
Von SummenLeitung
Zu Trafo
LL1680
3
3
+350V_1
-120V
SW101
SW DIP-10
R117
25K 2,5W
R214
120K
R101
R102
R103
R104
R105
R106
R107
R108
R109
R110
R118
220R
47K
47K
47K
47K
47K
47K
47K
47K
47K
47K
R213
18K/1W
+240V_1
+450V
+
C207
10uF/450V
+350V_1
+450V
+
C206
10uF/450V
R401
10K /1W
R402
100K
-87V
D401
BZT03C33
-120V
Die praktisch ausgeführte Schaltung eines Summen-Kanals
Seite 3- 107
C401
1uF
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In der dargestellten Dimensionierung der Schaltung wurden die Meßwerte bei der Inbetriebnahme
aufgenommen. Zu einem späteren Zeitpunkt wurde, im Zuge einer Gesamtoptimierung des
Frequenzgangs, C202 entfernt und C205 von 4,7 auf 2,2pF reduziert.
Die Symmetrierung der Ausgangssignale der ersten Stufe findet mit P201 statt.
Die Summenmodul-Baugruppe in Differenzverstärker-Technik
Die Inbetriebnahme.
C105 war zunächst, wie bei der ursprünglichen Schaltung in klassischer Triodenverstärkertechnik, mit
2uF bestückt. C202 war mit 33pF bestückt, C205 war mit 4,7pF bestückt.
Die Schaltung wurde zunächst mit Kathodenwiderständen und nicht mit aktiven Stromquellen in
Betrieb genommen.
Zunächst sollten die Gleichstrom-Arbeitspunkte gemessen werden. Dies erwies sich als nicht möglich,
da die Stufe mit einer Frequenz im Sub-Hz-Bereich oszillierte. Durch Verringern von C105 von 2uF auf
50nF auf arbeitete die Stufe stabil.
Die Schwingung kam dadurch zustande, daß in der Stufe zwei Hochpässe mit ähnlicher
Grenzfrequenz hintereinandergeschaltet wirkten, womit sich deren Phasendrehung bei noch
ausreichender Gesamtverstärkung soweit addierte, daß die Oszillationsbedingung (Verstärkung
größer 1 bei Phasendrehung 180°) erfüllt war. Diese Hochpässe waren C203/R207 bzw. C204/R208
sowie C105 und die durch den Ausgangsübertrager transformierte Last bzw. R212.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
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Die Reduktion von C205 hob nun die Grenzfrequenz des zweiten Hochpasses so weit an, daß die
Gesamtverstärkung des geschlossenen Kreises im Bereich der Knickfrequenz des ersten Hochpasses
bereits so gering ist, daß die Oszillationsbedingung nicht mehr erfüllt ist. Im Bereich der nun erhöhten
Knickfrequenz des zweiten Hochpasses ist die Phasendrehung des ersten Hochpasses noch so
gering, daß die Oszillatiionsbedingung ebenfalls nicht erfüllt ist.
Zunächst wurde der erste Kanal überprüft:
Größe
Meßpunkt
gemessen
Abweichung
360V
Berechnet bzw.
erwartet
350V
Abgeleitete
Versorgungsspann
ung 350V
Abgeleitete
Versorgungsspann
ung 240V
Kathodenpotential
V201
Anodenpotential
V201A
Anodenpotential
V201A
Kathodenpotential
V202
Anodenpotential
V202A
Anodenpotential
V202A
Kathodenpotential
V102
Über C206
Über C207
238V
240V
-0,8%
V201 Pin 3
1,1V
1,2V
-8,3%
V201 Pin 1
147V
152V
-3,3%
V201 Pin 6
151V
152V
-0,7%
V202 Pin 3
9,3V
10V
-7%
V202 Pin 1
198V
187V
+5,9%
V202 Pin 6
204V
187V
+9,0%
V102 Pin 3
240V
250V
-4%
+2,8%
Die gemessenen und die erwarteten Werte stimmen im Rahmen der Ablesegenauigkeiten und der
Exemplarstreuungen hinreichend miteinander überein.
Die Arbeitspunkte des zweiten Kanals wichen von denen des ersten Kanals nur unwesentlich ab.
Die Verstärkung (des zweiten Kanals) betrug, bei 1kHz, gemessen vom Eingang zur Primärwicklung
des Ausgangsübertragers 20,0, der erwartete Wert ist 20,3.
Seite 3- 109
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
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Anschließend wurden die aktiven Stromquellen in Betrieb gesetzt.
Hierbei wurden die folgenden Meßwerte aufgenommen:
Größe
Meßpunkt
gemessen
Abweichung
-87V
Berechnet bzw.
erwartet
-87V
Gitterpotential
V401,V402
Kathodenpotential
V401A
Kathodenpotential
V401B
Kathodenpotential
V402A
Kathodenpotential
V402B
Kathodenpotential
V201
Anodenpotential
V201A
Anodenpotential
V201B
Kathodenpotential
V202
Anodenpotential
V202A
Anodenpotential
V202B
V401 Pin 2
V401 Pin 3
-85V
-86V
-1,2%
V401 Pin 8
-85V
-86V
-1,2%
V402 Pin 3
-86V
-85V
+1,2%
V402 Pin 8
-86V
-85V
+1,2%
V201 Pin 3
1,28V
1,2V
+6,7%
V201 Pin 1
155V
152V
+2,0%
V201 Pin 6
155V
152V
+2,0%
V202 Pin 3
9,5V
10V
-5%
V202 Pin 1
186V
187V
-0,5%
V202 Pin 6
190V
187V
+1,6%
0%
Die gemessenen und die erwarteten Werte stimmen im Rahmen der Ablesegenauigkeiten und der
Exemplarstreuungen hinreichend miteinander überein.
Die Arbeitspunkte des zweiten Kanals wichen von denen des ersten Kanals nur unwesentlich ab.
Durch Dimensionierung von C105 und von C205 wurde der Frequenzgang optimiert.
Hierbei erwies sich ein Wert von 50nF für C105 als optimal:
-
Bei einem Wert von 100nF tritt eine starke Anhebung des Frequenzgangs im Bereich von 50Hz
auf.
Bei einem Wert von 25nF tritt keine Anhebung des Frequenzgangs mehr auf, aber die untere
Grenzfrequenz ist mit 30Hz zu hoch.
Bei einem Wert von 50nF tritt noch, wenn man vor dem Ausganngsübertrager mißt, eine leichte
Anhebung im Bereich um 20Hz auf, die jedoch durch den Abfall des Frequenzgangs des
Ausgangsübertragers weitgehend kompensiert wird.
Wenn C205 nicht bestückt ist, arbeitet der Verstärker stabil und hat, vor dem Ausgangsübertrager
gemessen, eine obere –3dB Grenzfrequenz von 500kHz. Wenn man C205 mit 10pF bestückt ergibt
sich eine obere –3dB Grenzfrequenz von 150kHz (vor dem Übertrager) und von 44kHz (an der
Sekundärseite des Übertragers gemessen). Abschließend wurde C205 mit 4,7pF bestückt.
Seite 3- 110
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Mit dem D-Scope wurde der folgende Frequenzgang (an der Sekundärwicklung des
Ausgangsübertragers) gemessen:
Frequenzgang des Summenmoduls
Das folgende Klirrspektrum wurde mit einer Aussteuerung von 0dB /+6dBu / 1,55Veff. aufgenommen,
die Differenzverstärkerstufen waren mit den aktiven Stromquellen verbunden. Es wurden fabrikneue
Röhren eingesetzt.
Klirrspektrum bei 0dB Aussteuerung mit aktiven Stromquellen
Man erkennt einen relativ geringen integralen Klirrfaktor. Die Oberwelle k3 ist am stärksten vertreten. k2
hat eine deutlich geringere Amplitude als k3. k4 ist praktisch nicht mehr zu erkennen, während k5 und
k7 noch deutlich zu sehen sind.
Seite 3- 111
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Das folgende Klirrspektrum wurde mit Kathodenwiderständen anstelle der aktiven Stromquellen
aufgenommen, bei ansonsten unveränderten Bedingungen:
Klirrspektrum bei 0dB Aussteuerung Kathodenwiderständen
Man erkennt eine unwesentliche Erhöhung des Gesamt-Klirfaktors, der dadurch zustande kommt,
daß sich k2 erhöht hat. Dies ist auf die nun höhere Gleichtaktverstärkung (= Unsymmetrie) der
Differenzverstärkerstufen zurückzuführen.
Weiterhin wurden Hörtests durchgeführt.
Hierzu wurde ein CD-Player über das Summenmodul und zum Vergleich direkt an die BLACK CAT 2 –
Anlage angeschlossen.
Da die Schaltungen im Summenmodul und im BLACK CAT nahezu identisch sind, hat dieser
Vergleich jedoch nur eine begrenzte Aussagekraft, da möglicherweise vorhandene spezifische
Eigenschaften der verwendeten Schaltung so nicht erkannt werden können.
Es wurden die folgenden Höreindrücke bezüglich des Summenmoduls wahrgenommen:
-
leichte Bassanhebung
unklarere / diffusere Höhen
Kein merklicher Unterschied, ob man die Differenzverstärkerstufen im Summenmodul mit
Kathodenwiderständen oder mit aktiven Stromquellen betreibt.
Es zeigte sich überraschenderweise, daß die Stellung des Symmetrierpotentiometers P201 nahezu
keinen Einfluß auf das Klirrspektrum und auf den Klangeindruck hatte. Wenn man die
Differenzverstärkestufen im BLACK CAT anwendet, dann ist der Einfluß dieses Potentiometers dagegen
erheblich. Dies läßt sich damit erklären, daß im BLACK CAT beide Ausgänge des Differenzverstärkers
eine Push-Pull-Endstufe ansteuern, wobei schon die geringste Unsymmetrie der Eingangssignale der
Push-Pull-Stufe zu einer Verzerrung führt, während beim Summenmodul nur eines der beiden
Ausgangssignale weiterverarbeitet wird.
Seite 3- 112
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Wenn man die Differenzverstärkerstufen mit aktiven Stromquellen betreibt, dann muß man das
Potentiometer nur wenig aus der Mittelstellung bringen, um Symmetrie zu erreichen, während man es
bei der Verwendung von Kathodenwiderständen bis nahe der Endstellung bringen muß, bis
Symmetrie erreicht ist. Damit wird deutlich die wesentlch geringere Gleichtaktverstärkung in
Verbindung mit den aktiven Stromquellen sichtbar.
Seite 3- 113
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Der verworfene Summenverstärker mit Push-Pull-Stufe.
V202A
ECC82/12AU7
1
Es wurde ein alternativer Lösungsansatz mit einer symmetrischen Ansteuerung des
Ausgangsübertragers entworfen und getestet. Im Gegensatz zu einer „normalen“ Push-Pull-Schaltung,
bei der die Gegenkopplung von der Sekundärwicklung des Ausgangsübertragers abgenommen
wird, mußte hier aber die Gegenkopplung von einer der beiden Anoden abgenommen werden, da
bei der hier vorliegenden Schaltung die primär- und sekundärseitigen Massen nicht verbunden sein
dürfen.
C203
100nF
1
2
V201A
ECC83/12AX7
3
R207
750K
-
2
R204
100K
R203
68K
1
9
3
R202
27K
R209
25K/2W
-120V
+240V
-120V
Rlast
+240V
600R
1
+
8
R205
100K
7
V202B
ECC82/12AU7
8
Eingang
V201B
ECC83/12AX7
9
R201
470K
6
R208
750K
7
6
C204
100nF
Verworfener Lösungsansatz mit Push-Pull-Stufe
Es zeigte sich, daß dieses Konzept in der Praxis nicht zufriedenstellend arbeitet, da die für dieses
Verfahren unterstellte Symmetrie der Frequenzgänge beider Zweige nicht vorhanden ist. Damit ergibt
sich ein sehr welliger Frequenzgang. (Einfluß des Übertragers, wenn man an seiner Stelle Widerstände
verwendet, ist Symmetrie vorhanden)
Zur Kontrolle wurde die Gegenkopplung, bei Aufhebung der galvanischen Trennung, von der TrafoSekundärwicklung abgenommen, womit sich ein sehr guter, „glatter“ Frequenzgang ergab. Die
Aufhebung der galvanischen Trennung führte jedoch auch, wie zu erwarten war, zu einem
wahrnehmbaren Netzbrumm.
Seite 3- 114
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Interessant war hierbei der geringe Gesamtklirfaktor der mit einer optimalen Verteilung der
Klirrprodukte verbunden war, daher hat dieses Schaltungskonzept durchaus ein interessantes
klangliches Potential:
Klirrspektrum bei Abnahme des Gegenkopplungssignals von der Sekundärwicklung des
Ausgangstrafos
Seite 3- 115
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Der Vergleichstest mit einer stark gegengekoppelten klassischen
Triodenverstärkerschaltung.
Allgemeines.
Im Verlauf der Untersuchungen der Differenzverstärkerschaltung stellte sich die Frage, inwieweit ihre
klanglichen Eigenschaften eine Folge der Eigenschaften der Schaltung selbst sind oder ob sie auf
den Einsatz einer hohen Verstärkung in Verbindung mit einer starken Gegenkopplung zurückgehen.
Weiterhin sollte die Frage geklärt werden, inwieweit sich durch eine derartige Schaltung eine
ansprechend klingende Kombination aus geringem integralen Klirrfaktor und Dominanz geradzahliger
Klirrprodukte ergibt.
Die enstprechende Schaltung wurde durch Weglassen des jeweils zweiten Zweiges der
Differenzverstärker-Stufen auf einer Summenmodul-Leiterplatte aufgebaut.
Die folgende Abbildung zeigt die praktisch ausgeführte Schaltung:
+450V
+350V_1
V102B
12AT7
6
1
V102A
12AT7
R211
68k/1W
C104
47nF 400V PP
+240V_1
R205
100K
2
7
6
V202B
ECC82/12AU7
3
C204
100nF
Eingang
8
7
6
V201B
ECC83/12AX7
C105
50nF PP
C201
100nF / 250V
Ausgang
R208
1M
R116
680K
8
7
R118
220R
R201
470K
C??
10uF 100V
R209
4K99
8
R117
25K 2,5W
R212
27K
C205
47pF
R202
1K37
R214
240K
R213
43K
+240V_1
+450V
+
C207
10uF/450V
+350V_1
+450V
+
C206
10uF/450V
Die praktisch ausgeführte Triodenverstärekrschaltung mit Gegenkopplung
Seite 3- 116
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Die Dimensionierung der ersten Stufe.
Der Ruhestrom von 0,88mA durch das verwendete Triodensystem soll vom Differenzverstärker
beibehalten werden.
Der Anodenwiderstand von 100kOhm wird ebenfalls beibehalten.
Damit ergibt sich ein Spannungsabfall über dem Anodenwiderstand von 0,88mA * 100kOhm = 88V.
Über der Röhre verbleiben damit: 240V-88V = 152V
Es können die bereits zum Entwurf der Differenzverstärkerstufe verwendeten Kennlinienfelder mit der
dem Differenzverstärker entsprechenden Arbeitspunktmarkierung weitergenutzt werden:
Der Arbeitspunkt der ersten Stufe im Kennlinienfeld der 12AX7
Die zum Arbeitspunkt gehörende Gitterspannung ist, wie auch beim Differenzverstärker, etwa –1,2V.
Seite 3- 117
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Aus dem Kennlinienfeld werden der Verstärkungsfaktor und der Innenwiderstand abgelesen:
Ablesen des Verstärkungsfaktors und des Innenwiderstands aus dem Kennlinienfeld der 12AX7
Es kann, ebenfalls wie beim Differenzverstärker, ein Verstärkungsfaktor µ von 100 und ein
Innenwiderstand Rp von 72 kOhm abgelesen werden.
Der Anodenwiderstand ist 100kOhm. Der die externe Last darstellende Gitterwiderstand der
folgenden Stufe ist 1MOhm. Es folgt ein zusammengefasster externer Widerstand von 1MOhm
parallel 100kOhm = 90,9kOhm.
Die Verstärkung ist somit µ * ra / (rp + ra) = 100 * 100K / (72K + 90K) = 62
Der Wert des Kathodenwiderstands (zunächst wird vollständige kapazitive Überbrückung
angenommen) ist -Ug / Ia = 1,2V / 0,88mA = 1,36kOhm, der nächstliegende Normwert ist 1K37.
Die Werte der Vorwiderstände für die aus der +450V-Versorgung abgeleitete Versorgungsspannung
+240V (R214 und R314) ergeben sich wie folgt:
(450V – 240V) / 0,88mA = 238,6kOhm, der nächstliegende Normwert ist 240K.
Seite 3- 118
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Die Dimensionierung der zweiten Stufe
Der Ruhestrom von 2,22mA (ursprünglicher Ansatz, wurde beim Differenzverstärker später auf 2,4mA
erhöht) durch das verwendete Triodensystem soll entsprechend des Differenzverstärkers beibehalten
werden.
Der Anodenwiderstand von 68kOhm wird ebenfalls beibehalten.
Der Spannungsabfall über dem Anodenwiderstand ist 2,22mA * 68kOhm = 150V.
Über der Röhre verbleibten: 350V-150V = 200V.
Es können die bereits zum Entwurf der Differenzverstärkerstufe verwendeten Kennlinienfelder mit der
dem Differenzverstärker entsprechenden Arbeitspunktmarkierung weitergenutzt werden:
Der Arbeitspunkt der zweiten Stufe im Kennlinienfeld der 12AU7
Es ergibt sich eine Gittervorspannung von ca. –11V.
Der Wert des Kathodenwiderstandes ist dann 11V / 2,22mA = 4,95kOhm, der nächstliegender
Normwert ist 4K99. Der Wert des Überbrückungskondensators wird zu einem späteren Zeitpunkt noch
bestimmt.
Seite 3- 119
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Die Stufe soll, gegen Masse bezogen, eine Ausgangsspannung von 130Vpp abgeben. Diese
Verhältnisse werden nun ins Kennlinienfeld eingetragen:
Die Arbeitsgerade (grün) wird mit den Punkten: 350V/0mA und 0V/{350V/68K} = 0V/5,1mA
eingetragen.
Der benötigte Aussteuerbereich ist 130Vpp = +/-65V. Die Grenzen des Aussteeurbereichs werden mit
roten Linien markiert.
Der maximale Aussteuerbereich im Kennlinienfeld der 12AU7
Man erkennt, das die benötigte Aussteuerung von 130Vpp möglich ist, ohne daß man den Grenzen
der möglichen Gitter- oder Anodenspannungen zu nahe kommt.
Seite 3- 120
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Die Verstärkung der Stufe wird wie folgt bestimmt:
Aus dem Kennlinienfeld werden der Verstärkungsfaktor und der Innenwiderstand abgelesen:
Ablesen des Verstärkungsfaktors und des Innenwiderstands aus dem Kennlinienfeld der 12AU7
Der Verstärkungsfaktor µ ist 13, der Innenwiderstand Rp ist 16kOhm.
Der Eingangswiderstand der Folgestufe ist im zweistelligen MOhm-Bereich und wird daher
vernachlässigt.
Die Verstärkung ist:
V = µ * Ra/(Rp + Ra) = 13 * 68K / (16K + 68K) = 10,5
Nun kann auch der Überbrückungskondensator für den Kathodenwierstand bestimmt werden:
Die wirksame Impedanz an der Kathode der Röhre wird mittels des Zusammenhangs zur Bestimmung
der „Cathode-Impedance“ nach dem Buch „Guitar Amplifier Preamps“ von Richard Kuehnel (Seite
99) vorgenommen:
Zk = Rk II [(Rp + Rl) / (µ + 1)] = 5kOhm II (16kOhm + 68kOhm) / (13 + 1) = 5kOhm II 6 kOhm =
2,7kOhm.
Die untere Grrenzfrequenz soll maximal10Hz betragen. Damit ergibt sich die folgende Kapazität:
C = 1/ (2 π * 10 Hz * 2,7kOhm) = 5,8uF
Als sinnvoller Normwert wird 10uF gewählt.
Seite 3- 121
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Die Werte der Vorwiderstände für die aus der +450V-Versorgung abgeleitete Versorgungsspannung
+350V (R213 und R313) ergeben sich wie folgt:
(450V – 350V) / 2,2mA = 45,5kOhm, der nächstkleinere Normwert ist 43K.
Die Betrachtung beider Stufen im Zusammenhang und die
Dimensionierung der Gegenkopplung.
Die Verstärkung der ersten Stufe ist 62. Die Verstärkung der zweiten Stufe ist 10,5. Die Verstärkung der
Kathodenfolgerstufe ist 0,95.
Die Gesamtverstärkung (ohne wirksame Gegenkopplung) ist somit 62 * 10,5 * 0,95 = 618.
Die benötigte Verstärkung ist 20,6 (1Vpp entsprechend 0dB am Eingang (Summen-Fader) sollen zu
4,38Vpp * 18/4 = 19,7Vpp an der Primärwicklung des Trafos führen)
Hierzu benötigt der Verstärker eine Eingangsspannung von 19,7Vpp / 618 = 0,032V
Am Kathodenwiderstand (der ersten Stufe) müssen somit 1Vpp – 0,032Vpp = 0,968Vpp abfallen.
Der Wert des Kathodenwiderstands (der ersten Stufe) wurde bereits zu 1,37kOhm bestimmt.
Über R212 müssen dann (20,6Vpp – 0,968Vpp) = 19,63 Vpp abfallen.
Damit ist R212:
19,63 / 0,967 * 1,37kOhm = 20,3 * 1,37kOhm = 27,8 kOhm.
Der primärseitig wirksame Widerstand der ausgangsseitigen Last von 600 Ohm ist:
600Ohm * (18/4)^2 = 12,15 kOhm.
Der Wert von R212 hat also einen merklichen Einfluß auf den gesamten wirksamen Lastwiderstand
am Ausgang des Kathodenfolgers. Dieser reduziert sich dann zu:
12,15 kOhm parallel 27,8 kOhm= 8,45kOhm.
Es ergeben sich dann die folgenden, geänderten Verhältnisse in der Kathodenfolgerstufe:
Auf einzelnes Röhrensystem bezogen ergibt sich:
-
Ua = 200V
Ia = 5mA
Rlast DC = 50kOhm
Rlast AC = 50kOhm II (8,45kOhm * 2) = 12,6kOhm
Seite 3- 122
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Die sich ergebende AC-Arbeitsgerade wird in das Kennlinienfeld eingetragen, um zu kontrollieren, ob
die benötigte Aussteuerbarkeit von 124Vpp (für +16dB) noch gegeben ist:
Der Aussteuerbereich der Kathodenfolgerstufe im Kennlinienfeld der 12AT7
Man erkennt, daß die benötigte Aussteuerbarkeit von 124Vpp (für +16dB) gerade eben noch
erreicht wird.
Im Rahmen der mit diesem Testaufbau geplanten Untersuchungen kann dies hingenommen
werden, für ein tatsächliches Produkt müßten höhere Aussteuerungsreserven vorhanden sein.
Seite 3- 123
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Der Test und die Inbetriebnahme
Zunächst wurden die Gleichstrom-Arbeitspunkte überprüft:
Größe
Meßpunkt
gemessen
Abweichung
350V
Berechnet bzw.
erwartet
350V
Abgeleitete
Versorgungsspann
ung +350V
Abgeleitete
Versorgungsspann
ung +240V
Kathodenpotential
V201B
Anodenpotential
V201B
Kathodenpotential
V202B
Anodenpotential
V202B
Spannungsabfall
über
Kathodenwidersta
nd Ausgangsstufe
Über C206
Über C207
245V
240V
+2,1%
V201 Pin 8
1,06V
1,2V
-11,6%
V201 Pin 6
164V
152V
+7,9%
V202 Pin 8
10,5V
11V
-4,5%
V202 Pin 6
210V
200V
+5%
Über R117
232V
250V
-7,2%
0%
Die gemessenen und die erwarteten Werte stimmen im Rahmen der Ablesegenauigkeiten und der
Exemplarstreuungen hinreichend miteinander überein.
Die Arbeitspunkte des zweiten Kanals wichen von denen des ersten Kanals nur unwesentlich ab.
Die Verstärkung beider Kanäle betrug 20, der ewartete Wert ist 20,6. Der Austeuerbereich betrug
132Vpp, damit wurde das erwartete Verhalten, daß sich nur wenig Reserve zur geplanten
Maximalaussteuerung von 124Vpp ergibt bestätigt.
Seite 3- 124
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Mit dem D-Scope wurden der Frequenzgang und das Klirrspektrum aufgenommen:
Der Frequenzgang
Das Klirrspektrum bei +6dBu Aussteuerung mit Vintage-Röhren
Wie erwartet ergibt sich ein monoton abfallendes Klirrspektrum mit einer Dominanz der geraden
Obertöne. Der integrale Klirrfaktor ist mit praktisch 0,03% 3,3 mal größer als der der
Differenzverstärkerschaltung.
Seite 3- 125
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Anschließend wurde die Schaltung, im Vergleich mit den Differenzverstärkerschaltungen und der
klassischen Triodenverstärkerschaltung akustisch getestet. Hierbei zeigte sich, daß die Schaltung, wie
erwartet, sich klanglich in der Mitte zwischen der klassischen Schaltung und dem Differenzverstärker
befindet.
Nach Meinung der Zuhörer gibt sie die Musik nicht so sauber, klar und brilliant wieder, wie es der
Differenzverstärker tut, ohne ihr aber „das Leben einzuhauchen“, wie es die klassische
Triodenverstärkerschaltung tut.
Letztendlich erfüllt die Schaltung, indem sie alle klanglichen Anforderungen ein wenig erfüllt keine der
Anforderungen wirklich. In der Kombination bzw. Hintereinanderschaltung von Differenzverstärkern und
klassischen Triodenverstärkern, mit ihrem jeweils akzentuierten Klangbild, scheint das größere
klangliche Potential zu liegen.
Daher wird diese Schaltung nicht im Mischpult eingesetzt werden.
Man erkennt sehr gut, daß nicht hur die starke Gegenkopplung, sondern auch die Kompensation der
Kennlinienkrümmung durch das Zusammenschalten von zwei Trioden, für das Klangbild des
Differenzverstärkers ursächlich ist.
Seite 3- 126
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Das Kanalmodul in Differenzverstärker-Technik.
Allgemeines.
Es wurde der Prototyp eines Kanalmoduls in Differenzverstärkertechnik aufgebaut, womit dann in
Verbindung mit dem ebenfalls vorhandenen Summenmodul in Differenzverstärkertechnik ein
vollständig in Differenzverstärkertechnik aufgebauter Signalpfad zur Verfügung steht.
Innerhalb des Kanalmoduls befinden sich auf den folgenden Teilbaugruppen
spannungsverstärkende Stufen, die durch Differenzverstärker ersetzt werden können:
-
Im Hauptsummentreiber
Im Hilfssummentreiber
Im Klangsteller
Da für den vergleichenden Test im Studio die Hilfssummen nicht zwingend benötigt werden, wurden
die Hilfssummenbaugruppen bei diesen Prototypen weggelassen. Dementsprechend wurden sie
auch nicht entworfen.
Damit wurden die Hauptsummentreiber-Baugruppe und die Klangsteller-Baugruppe auf
Differenzverstärkertechnik umgestellt.
Hierbei wurde die bereits im Summenmodul erprobte Differenzverstärkerschaltung unverändert
eingesetzt.
Das Hauptsummentreibermodul in Differenzverstärkertechnik.
Der Detailentwurf.
Die folgende Abbildung zeigt die Gesamtschaltung des Signalwegs der Baugruppe, wobei der
Differenzverstärker als abstraktes Symbol gezeichnet ist. Der Differenzverstärker ersetzt hierbei direkt die
bisherige spannungsverstärkende Stufe der Baugruppe.
Nachteilig ist, daß die ausgangsseitigen Kathodenfolger nicht in den Gegenkopplungspfad
einbezogen werden können. Das Vorsehen einer eigenen spannungsverstärkenden Stufe für jeden
der vier Ausgänge, was eine Einbeziehung der Ausgangsstufen erlaubt hätte, hätte einen viel zu
großen Bauteilaufwand mit sich gebracht.
Da die Kathodenfolgerstufen vergleichsweise wenig Verzerrungen hinzufügen und bei diesen die
geraden Obertöne dominieren müssen sich diese verbleibenden Verzerrungen jedoch nicht
zwingend klanglich negativ auswirken.
Seite 3- 127
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Differenzverstärker
+350V
Eingang vom
Hauptfader
DIFF_IN
OC501
VTL5C6
3
4
DIFF_OUT
1
V502A
12AY7
2,8mA
C502
47nF 400V
2
R505
330R
2
+5V
1
SW1
Ausgang zu
Summenleitung
3
C503
R509
0.47uF 400V 47K
OC505
VTL5C6
3
4
2
1
R506
680K
R507
1K
R508
56K
/SW1
+350V
OC502
VTL5C6
3
4
6
V502B
12AY7
2,8mA
C504
47nF 400V
7
R510
330R
2
+5V
1
SW2
Ausgang zu
Summenleitung
8
C505
R514
0.47uF 400V 47K
OC506
VTL5C6
3
4
2
1
R511
680K
R512
1K
R513
56K
/SW2
+350V
OC503
VTL5C6
3
4
1
V503A
12AY7
2,8mA
C506
47nF 400V
2
R515
330R
2
+5V
1
SW3
Ausgang zu
Summenleitung
3
C507
R519
0.47uF 400V 47K
OC507
VTL5C6
3
4
2
1
R516
680K
R517
1K
R518
56K
/SW3
+350V
OC504
VTL5C6
3
4
6
V503B
12AY7
2,8mA
C508
47nF 400V
7
R520
330R
2
1
SW4
C509
R524
0.47uF 400V 47K
Ausgang zu
Summenleitung
8
+5V
OC508
VTL5C6
3
4
2
1
R521
680K
/SW4
R522
1K
R523
56K
Der Signalweg des Hauptsummentreibers in Differenzverstärkertechnik
Seite 3- 128
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
V202A
ECC82/12AU7
1
Die folgende Abbildung zeigt die praktische Ausführung des Differenzverstärkers. Dieser ist bereits so
gegengekoppelt, daß sich eine Verstärkung von 18 ergibt.
C203
100nF
1
2
V201A
ECC83/12AX7
3
R207
1M
R210
68k/1W
2
R204
100K
R202
39K
3
R212
680K
R203
68K
+240V
-120V
V201B
ECC83/12AX7
R209
27k/1W
+350V
R206
47k
8
R201
470K
C202
33pF
nachträglich
entfernt
-120V
C205
1pF
R205
100K
DIFF_IN
V202B
ECC82/12AU7
C201
100nF / 250V
8
7
R211
68k/1W
R208
1M
6
C206
470nF 400V PP
7
DIFF_OUT
C204
100nF
6
R214
56K
+240V
+350V
+
C207
10uF/450V
Die praktische Ausführung des Differenzverstärkers
R212 und R202 bilden einen Verhältnis von 17,4 zu 1, womit sich die gewünschte Verstärkung von 18
mit hinreichender Genauigkeit ergibt. C205 wurde empirisch dimensioniert, so daß sich bei
gesicherter Stabilität eine möglichst hohe Grenzfrequenz ergibt.
C206 wird praktisch nur mit R212 belastet. Mit dem gewählten Wert von 470nF ergibt sich eine untere
Grenzfrequenz von 0,47Hz. Diese Frequenz ist hinreichend weit von der Grenzfrequenz der
Hochpässe aus C203/R207 und C204/R208 entfernt, so daß es nicht zu Stabilitätsproblemen im
unteren Frequenzbereich kommt.
Die Versorgungsspannung von +240V für die erste Stufe wird aus der Versorgung +350V abgeleitet.
Der Wert für R214 ist: (350V - 250V ) / (120V / 68kOhm) = 56,8kOhm , der nächstliegende Normwert ist
56K.
Seite 3- 129
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Da sich bei den Tests des Summenmoduls in Differenzverstärkertechnik bereits gezeigt hat, daß die
aktiven Stromquellen und der Symmetrieabgleich keine merkliche klanglichen Auswirkungen haben
wurden diese Schaltungsteile weggelassen.
Der Test und die Inbetriebnahme.
Zunächst wurden die Gleichstrom-Arbeitspunkte überprüft.
Größe
Meßpunkt
gemessen
Abweichung
148V
Berechnet bzw.
erwartet
160V
Kathodenpotential
V502A
Kathodenpotential
V502B
Kathodenpotential
V503A
Kathodenpotential
V503B
Kathodenpotential
V201
Anodenpotential
V201A
Anodenpotential
V201B
Kathodenpotential
V202
Anodenpotential
V202A
Anodenpotential
V202B
V502 Pin 3
V502 Pin 8
148V
160V
-7,5%
V503 Pin 3
148V
160V
-7,5%
V503 Pin 8
152V
160V
-5%
V201 Pin 3
1,3V
1,2V
+8,3%
V201 Pin 1
153V
152V
+0,7%
V201 Pin 6
160V
152V
+5,3%
V202 Pin 3
10V
11V
+10%
V202 Pin 1
202V
185V
+9,1%
V202 Pin 6
194V
185V
+4,9%
-7,5%
Die gemessenen und die erwarteten Werte stimmen im Rahmen der Ablesegenauigkeiten und der
Exemplarstreuungen hinreichend miteinander überein.
Das Wechselspannungsverhalten der Baugruppe wurde im Zusammenhang des Kanalmoduls
getestet. Hierbei arbeitete die Baugruppe wie erwartet.
Seite 3- 130
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Das Klangstellermodul in Differenzverstärkertechnik.
Der Detailentwurf.
Die bisher mit einer Röhre 12AX7 ausgeführte spannungsverstärkende Stufe wird durch einen
Differenzverstärker ersetzt. Dessen Ausgänge werden mit Kathodenfolgern gepuffert. Hierbei wird die
Kathodenfolger-Schaltung verwendet, die Bereits auf der Baugruppe „Signalweg“ zum Einsatz
gekommen ist.
Die komplementären Ausgänge des Differenzverstärkers können hier vorteilhaft angewendet werden,
da sowohl ein invertiertes (für die Rückführung) als auch ein nichtinvertiertes Ausgangssignal (für den
Ausgang zur folgenden Stufe) benötigt wird.
+350V
1
V802A
12AY7
2,8mA
C815
100nF
2
C802
10nF 250V
3
C816
1uF 400V
Bass
R801
56K
P801
R802
56K
500K
R821
680K
R822
1K
Kathodenfolgerstufe aus
Baugruppe Signalweg
R803 510K
R823
56K
DIFF_OUTDIFF_IN
DIFF_OUT+
C803
220pF 500V
Mid
R804
56K
P802
R818
1M
+350V
R805
56K
500K
C804
R806
470pF 500V 510K
V802B
12AY7
6
Eingang
C801
1uF 100V
2,8mA
C817
100nF
7
Kathodenfolgerstufe aus
Baugruppe Signalweg
Treble
C805
220pF 500V P803
500K
C806
220pF 500V
Ausgang
8
C818
1uF 400V
R807
240K
R824
680K
R825
1K
R819
1M
R826
56K
Der Signalweg der Klangstellerbaugruppe in Differenzverstärkertechnik
Seite 3- 131
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
V202A
ECC82/12AU7
1
Die folgende Abbildung zeigt die praktische Ausführung des Differenzverstärkers. Der
Differenzverstärker ist so gegengekoppelt, daß sich eine Verstärkung von ca. 70 ergibt.
C203
10nF
2
DIFF_OUT-
1
V201A
ECC83/12AX7
3
R207
1M
R210
68k/1W
2
R204
100K
R202
10K
R212
680K
3
C202
33pF
-120V
R203
68K
nachträglich
entfernt
+240V
V201B
ECC83/12AX7
P201
500K
R209
-120V 27k/1W
+350V
R206
47k
8
R201
1M
C205
2,4pF
R205
100K
C206
470nF 400V PP
V202B
ECC82/12AU7
8
7
DIFF_IN
R211
68k/1W
6
R208
750K
7
DIFF_OUT+
6
C204
10nF
R214
56K
+240V
+350V
+
C207
10uF/450V
Die praktische Ausführung des Differenzverstärkers
Da es an dieser Stelle auf betragsmäßige Gleichheit der Ausgangsspannung an beiden
komplementären Ausgängen ankommt, wurde der Symmetrieabgleich in der Schaltung belassen.
Da sich prinzipbedingt eine gewisse Unsymmetrie (durch das an den Eingängen vorhandene
Gleichtaktsignal) ergibt, wurden die Widerstände R207 und R208 ungleich ausgeführt.
Mit R212 = 68 * R202 ergibt sich eine Verstärkung von ca. 69, was dem benötigten Wert 70
hinreichend nahe kommt.
Seite 3- 132
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Der Test und die Inbetriebnahme.
Bei der Inbetriebnahme der Klangstellerbaugruppe zeigten sich zunächst zwei sich überlagernde
Oszillationen mit den Frequenzen 300 kHz und etwa 0,3 Hz.
Die 300kHz-Schwingung hatte ihr höchste Intensität bei voll aufgedrehtem Höhenregler. Die NFSchwingung hatte ihre höchste Intensität bei voll aufgedrehtem Baßregler.
C205 war zunächst noch nicht bestückt. Durch Bestückung von C205 mit 2,4pF (Serienschaltung
vorhandener Kondensatoren) konnte die Oszillation unterdrückt werden. (Bei zwischenzeitlicher
Bestückung mit 4,7pF wurde eine obere –3dB Grenzfrequenz von 42kHz gemessen, im Zuge der
Optimierung im gesamten Signalweg wurde C205 dann auf 2,4pF verkleinert.)
Zur Erklärung des Zustandekommens der 0,3Hz-Schwingung wird zunächst der ursprüngliche Entwurf
der Schaltung skizziert, mit dem der erste Test vorgenommen wurde. Hierbei werden der
Differenzverstärker und der sonstige Signalweg zusammenhängend gezeichnet, damit die
Zusammenhänge auf einen Blick erkennbar sind. Die orange markierten Bauteile wurden im Zuge der
Beseitigung der Oszillation geändert.
+350V
C203
100nF
2,8mA
C815
47nF
2
2
DIFF_OUT-
1
V201A
ECC83/12AX7
1
V802A
12AY7
1
V202A
ECC82/12AU7
C816
1uF 400V
R210
68k/1W
3
3
R207
1M
2
R821
680K
R822
1K
R204
100K
R202
10K
R212
680K
3
C202
33pF
R203
-120V 68K
+240V
R823
56K
P201
500K
R209
-120V 27k/1W
+350V
R206
47k
8
R201
1M
V201B
ECC83/12AX7
nachträglich
entfernt
C205
2,4pF
R205
100K
DIFF_IN
7
+350V
V202B
ECC82/12AU7
R211
68k/1W
V802B
12AY7
6
KlangstellerNetzwerk
8
Eingang
2,8mA
R208
750K
6
C817
47nF
7
7
DIFF_OUT+
C204
100nF
C206
470nF 400V PP
Ausgang
8
6
C818
1uF 400V
R824
680K
R825
1K
R819
1M
R826
56K
Der ursprüngliche Entwurf der Schaltung, Differenzverstärker und Signalweg im Zusammenhang
dargestellt. Dier Schaltung oszilliert mit ca. 0,3Hz.
Seite 3- 133
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Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
+350V
C203
10nF
2,8mA
C815
100nF
2
2
DIFF_OUT-
1
V201A
ECC83/12AX7
1
V802A
12AY7
1
V202A
ECC82/12AU7
C816
1uF 400V
R210
68k/1W
3
3
R207
1M
2
R821
680K
R202
10K
R212
680K
3
C202
33pF
R203
-120V 68K
+240V
nachträglich
entfernt
+350V
C206
470nF 400V PP
7
+350V
R211
68k/1W
V802B
12AY7
6
V202B
ECC82/12AU7
8
DIFF_IN
R823
56K
P201
500K
R209
-120V 27k/1W
R205
100K
KlangstellerNetzwerk
C205
2,4pF
R206
47k
8
R201
1M
V201B
ECC83/12AX7
Eingang
R822
1K
R204
100K
2,8mA
R208
750K
6
C817
100nF
7
7
DIFF_OUT+
C204
10nF
Ausgang
8
6
C818
1uF 400V
R824
680K
R825
1K
R819
1M
R826
56K
Die veränderte Schaltung, die stabil arbeitet
Der Grund für die Oszillation lag darin, daß mehrere Hochpässe mit ähnlichen Grenzfrequenzen
innerhalb des einen Regelkreis darstellenden Signalpfads in Serie lagen:
-
Das Klangstellernetzwerk selbst
C203/R207 und C204/R208
C206 und R212 sowie R824 über C817
C815 zum Eingangswiderstand der Kathodenfolgerstufe
Um die Oszillation zu stoppen wurden die Grenzfrequenzen der Hochpässe „auseinandergezogen“.
-
Die Grenzfrequenz von C206 und R212 sowie R824 über C817 wurde auf 16Hz verzehnfacht,
indem C203 und C204 von 100nF auf 10nF reduziert wurden.
Die Grenzfrequenz von C206 / R212 wurde verringert, indem C817 nicht mehr „hinter“ C206
sondern direkt an die Anode von V202B angeschlossen wurde.
Seite 3- 134
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Die Stabilität der Schaltung wurde mittels Rechteckanregung überprüft. Es ergab sich ein einen
gedämpfter Überschwinger mit zweimaligem Überkreuzen des stationären Endwerts (Phasenreserve
45° nach Tietze/Schenk, 10. Aufl., S. 943).
Daraufhin wurde noch die Grenzfrequenz des dritten wirksamen Hochpasses reduziert:
-
Die Grenzfrequenz von C815 zum Eingangswiderstand der Kathodenfolgerstufe wurde halbiert,
indem C815 von 47nF auf 100nF verdoppelt wurde.
Bei Rechteckanregung ergab sich ein Überschwinger mit einmaliger Kreuzung des stationären
Endwerts (Phasenreserve 60° nach Tietze/Schenk, ebd.).
Nachdem nun die Schaltung stabil arbeitete wurden die Gleichstrom-Arbeitspunkte überprüft:
Größe
Meßpunkt
gemessen
Abweichung
146V
Berechnet bzw.
erwartet
160V
Kathodenpotential
V802A
Kathodenpotential
V802B
Kathodenpotential
V201
Anodenpotential
V201A
Anodenpotential
V201B
Kathodenpotential
V202
Anodenpotential
V202A
Anodenpotential
V202B
V802 Pin 3
V802 Pin 8
154V
160V
-3,8%
V201 Pin 3
1,12V
1,2V
-6,7%
V201 Pin 1
156V
152V
+2,6%
V201 Pin 6
162V
152V
+6,5%
V202 Pin 3
8,4V
11V
-23,6%
V202 Pin 1
192V
185V
+3,8%
V202 Pin 6
180V
185V
-2,7%
-8,8%
Die gemessenen und die erwarteten Werte stimmen im Rahmen der Ablesegenauigkeiten und der
Exemplarstreuungen hinreichend miteinander überein.
Das Wechselspannungsverhalten der Baugruppe wurde im Zusammenhang des Kanalmoduls
getestet. Hierbei arbeitete die Baugruppe wie erwartet.
Seite 3- 135
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Der Test des Kanalmoduls im Zusammenhang.
Das Kanalmodul wurde vollständig zusammengebaut und dann in Bezug auf sein
Übertragungsverhalten getestet.
Das Modul verhielt sich bezüglich der Verstärkung und den Aussteuerungsgrenzen wie theoretisch
erwartet. Die Sperrdämpfung am Hauptsummenmodul wurde qualitativ untersucht und unterschied
sich nicht von den von der bisherigen Hauptsummentreiber-Baugruppe bekannten
Größenordnungen.
Die obere –3dB-Grenzfrequenz, von der Eingangsbuchse bis zur Summenleitung, betrug (Klangregler
nicht im Signalweg) 60kHz, die untere –3dB-Grenzfrequenz betrug 9Hz.
Seite 3- 136
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Der Test des Kanal- und des Summenmoduls in
Differenzverstärkertechnik im Zusammenwirken.
Die beiden aufgebauten Kanalmodule in Differenzverstärkertechnik und das Summenmodul in
Differenzverstärkertechnik wurden zusammengeschaltet und am 27.06.2009 das erste Mal im
Zusammenhang getestet.
Die folgenden Messungen mit dem D-Scope wurden von der Line-Eingangsbuchse des Kanalmoduls
zur Line-Ausgangsbuchse des Summenmoduls durchgeführt.
Es wurde der folgende Frequenzgang gemessen:
Der Frequenzgang vom Eingang des Kanalmoduls zum Ausgang des Summenmoduls
Seite 3- 137
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
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Realisierung
Bei einer ein- und ausgangsseitigen Aussteuerung mit 1,55V eff (entsprechend 0dB / +6dBu) ergab
sich das folgende Klirrspektrum. Der Signalweg befand sich in der Stellung „Bypass“.
Klirrspektrum bei +6dBu Aussteuerung
Der zweite Signalweg, über das zweite Kanalmodul und den zweiten Kanal des Summenmoduls,
ergab, ebenfalls mit dem Signalweg in der Stellung „Bypass“ ein nahezu identisches Klirrspektrum:
Nahezu identisches Klirrspektrum des zweiten Signalwegs bei +6dBu Aussteuerung
Seite 3- 138
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
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Realisierung
Wenn der Klangsteller in den Signalweg geschaltet wird, nimmt der Klirrfaktor zu, die Verteilung der
Klirrprodukte ändert sich jedoch nicht wersentlich.
Klirrspektrum mit zugeschaltetem Klangsteller
Bezüglich des Höreindrucks ergaben sich keine besonderen Beobachtungen, da der zum Abhören
verwendete Verstärker BLACK CAT 2 mit nahezu identischer Schaltungstechnik arbeitet. Durch den
umfangreicheren Signalweg ergab sich jedoch ein leichter Verlust an Brillianz, wenn man das
Audiosignal durch das Mischpult leitete.
Nach diesen ersten Tests wurden, am 4,7.2009 und am 5.7.2009, verschiedene Optimierungen
vorgenommen, um die Höhenwiedergabe zu verbessern:
Änderungen am Summenmodul in Differenzverstärkertechnik:
-
C202, C302 entfernt
C205, C305 von 4,7 auf 2,2pF reduziert.
Die obere Grenzfrequenz, gemessen vom Eingang des Summenmoduls zur Primärseite des
Ausgangsübertragers, betrug dann 280 kHz. Die Phasenreserve wurde mittels Rechteckanregung
überprüft und als ausreichend beurteilt.
Die obere Grenzfrerquenz, gemessen vom Eingang des Summenmmoduls zur mit 680 Ohm
abgeschlossenen Sekundärseite des Trafos betrug ca. 50 kHz.
Versuchsweise wurde die Sekundärseite statt mit 600 Ohm mit 4kOhm abgeschlossen. Damit steig
die Grenzfrequenz bei Messung auf der Sekundärseite des Trafos auf ca. 80 kHz an. Bei primärseitiger
Messung stieg sie auf 300kHz an.
Der Abschlußwiderstand wurde wieder auf 680 Ohm reduziert.
Seite 3- 139
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
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Realisierung
Ein ca. 3m langes abgeschirmtes Audio-Kabel wurde an den Line-Ausgang angeschlossen. Hierbei
ergab sich bei Prüfung mit Rechteckanregung kein merklicher Einfluß auf den Phasenrand, die
Kurvenform wurde auf der Primärseite des Ausgangsübertragers überprüft.
Änderungen am Signalweg im Kanalmodul in Differenzverstärkertechnik:
Es stellte sich heraus, daß der Eingansgtrafo die obere Grenzfrequenz bestimmte.
Daher wurde der zum Dämpfungsglied gehörende Kondensator C601 auf der Trafo-Baugruppe
ausgelötet. Damit zeigten sich bei Rechteckanregung leichte Überschwinger.
Die Grenzfrequenz, gemessen am Ausgang des Summenleitungs-Treibers auf dem Kanalmodul,
stieg auf ca. 65 kHz an. Die direkt an der Sekundärwicklung des Eingangstrafos gemessene obere
Grenzfrequenz betrug ca. 100 kHz.
Die am Eingang des Hauptsummentreibers gemessene Grenzfrequenz betrug, bei voll
aufgezogenem Fader ebenfalls ca. 100 Khz. Bei Mittelstellung des Faders erhöhte sich die
Grenzfrequenz auf ca. 115kHz, bedingt durch die Streukapazität zwischen Fadereingang und
Faderausgang.
Änderungen an der Hauptsummentreiber-Baugruppe im Kanalmodul:
-
C202 wurde entfernt
C205 wurde zunächst ebenfalls entfernt, dann kam es aber zu hochfrequenten Oszillationen.
Der ursprüngliche Wert von C205, 2,2pF, wurde dann durch eine Serienschaltung 2,0pF + 2,2pF
= 1,04pF ersetzt, dann stieg die obere Grenzfrequenz auf ca. 85 kHz an.
Änderungen an der Klangsteller-Baugruppe im Kanalmodul:
-
C202 wurde entfernt
C205 (ursprünglich 4,7pF) wurde durch eine Serienschaltung von 2 x 4,7pF = 2,35pF ersetzt.
Nach der Durchführungen dieser Änderungen wurden, am 05.07.2009 und am 07.07.2009 erneute
Tests durchgeführt.
Die folgenden Messungen mit dem D-Scope wurden von der Line-Eingangsbuchse des Kanalmoduls
zur Line-Ausgangsbuchse des Summenmoduls durchgeführt.
Es ergab sich der folgende Frequenzgang:
Seite 3- 140
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Realisierung
Frequenzgang von der Eingangsbuchse des Kanalmoduls in Differenzverstärkertechnik zur
Ausgangsbuchse des Summenmoduls in Differenzverstärekrtechnik nach der Optimierung.
Weiterhin wurde, punktuell, der Einfluß verschiedener Röhrenbestückungen auf das Klirspektrum
untersucht:
Bei Bestückung der 12AX7 der ersten Stufe des Summenmoduls mit einer Vintage-GE-Röhre und der
Bestückung der ECC82 der zweiten Stufe des Summenmoduls mit einer Vintage Valvo-Röhre ergab
sich das folgende Klirrspektrum:
Klirrspektrum mit einer Vintage GE-Röhre in der ersten Stufe des Summenmoduls und einer Vintage
Valvo-Röhre in der zweiten Stufe des Summenmoduls
Seite 3- 141
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
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Realisierung
Bei Bestückung der erste Stufe mit einer fabrikneuen ECC83S von JJ und der zweiten Stufe mit einer
fabrikneuen ECC82 von JJ ergab sich ein nahezu identisches Klirrspektrum:
Klirrspektrum mit fabrikneuen JJ-Röhre in der ersten und der zweiten Stufe des Summenmoduls
Bedingt durch die starke Gegenkopplung innerhalb der Differenzverstärkerstufe gehen die
Eigenschaften der einzelnen Röhren, im Gegensatz zur klassischen Triodenverstärkerschaltung, nur
sehr begrenzt in das Klangbild ein.
Seite 3- 142
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
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Realisierung
Die Zusammenschaltung von Kanal- und Summenmodulen
in klassischer Triodenverstärkertechnik und in
Differenzverstärkertechnik.
Es wurden die folgenden Kombinationen miteinander verglichen:
Kanalmodul
Klassisch
Differenzverstärker
Differenzverstärker
klassisch
Summenmodul
klassisch
Differenzverstärker
klassisch
Differenzverstärker
Es ergaben sich, bei einer Aussteuerung mit 0dB (= +6dBu) die folgenden Klirrspektren:
Diese Klirrspektren sind lediglich als Anhaltspunkte zu verstehen, es besteht ein starker
Zusammenhang zwischen dem Klirrspektrum und der Verteilung der Verstärkung auf Kanal- und
Summenmodul. In diesem Zusammenhang sind noch weitere, systematische Untersuchungen
notwendig.
Klirrspektrum mit Kanalmodul in klassischer Technik und Summenmodul in klassischer Technik
Seite 3- 143
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Klirrspektrum mit Kanalmodul in Differenzverstärkertechnik und Summenmodul in
Differenzverstärkertechnik
Klirrspektrum mit Kanalmodul in Differenzverstärkertechnik und Summenmodul in klassischer Technik
(Summenmodul weit aufgedreht, Kanalmodul zurückgenommen, andersherum ergibt sich 0,7%
Klirrfaktor
Seite 3- 144
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
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Realisierung
Dieses Ergebnis ist unerwartet, es wäre mit einem niedrigeren Klirrfaktor als bei einem Kanalmodul in
klassischer Technik zu rechnen gewesen, aus Zeitgründen konnte dieses Phänomen noch nicht
untersucht werden.
Klirrspektrum mit Kanalmodul in klassischer Technik und Summenmodul in Differenzverstärkertechnik
Die verschiedenen Kombinationen von Modulen wurden auch in Hörtests verglichen. Hierbei ergaben
sich die folgenden subjektiven Höreindrücke:
Kanalmodul
Klassisch
Summenmodul
klassisch
Differenzverstärker
Differenzverstärker
klassisch
Differenzverstärker
klassisch
Differenzverstärker
Subjektiver Höreindruck
Musik wird deutlich lebendiger und präsenter, klingt
wärmer, aber es fehlen auch einige Details
Präzise Wiedergabe
unspezifisch
Musik wird ein wenig lebendiger und präsenter, klingt
wärmer, behält Brillianz, Aufgeräumtheit und
Detailreichtum
Seite 3- 145
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Die Stromversorgung.
Die Allgemeine Zielsetzungen.
Die besten klanglichen Ergebnisse zeigten sich mit gebrauchten, historischen Röhren aus den 1950er Jahren, die über Ebay aus den USA bezogen wurden. Diese kosten etwa das dreifache von
heutigen, fabrikneuen Röhren und sind nicht zudem unbegrenzt verfügbar.
Die Lebensdauer dieser kostbaren Röhren im Mischpult-Einsatz soll so hoch wie möglich sein.
Auch angesichts der hohen Zahl an Röhren im voll ausgebauten Mischpult ist es wichtig, die
Ausfallrate so gering wie möglich zu halten.
Vintage-Röhre aus den 1950-er Jahren im SILVESTRIS-Prototyp
Daher werden alle Heiz- und Anodenspannungen stabilisiert. Die Heizspannungen werden langsam
hochgefahren, um einen übermäßigen Stromfluß durch die noch kalten Heizfäden im Moment des
Einschaltens zu vermeiden. Die Anodenspannungen werden erst angelegt, wenn die Röhren
vollständig geheizt sind, um Überspannungen zwischen Heizfaden und Kathode bei noch kalten
Kathoden zu vermeiden.
Ein weiterer Vorteil der Stabilisierung aller Spannungen ist die Reproduzierbarkeit der Arbeitspunkte, da
diese dann nicht mehr von der momentanen Höhe der Netzspannung abhängen. Die vollständige
Versorgung der signalverarbeitenden Schaltungen mit brummfreien Gleichspannungen erhöht
zudem den Störabstand des Mischpults.
Die historischen Mischpult-Schaltungen, etwa von RCA, haben unstabilisierte Netzteile. Dies dürfte
zum einen auf die zum damaligen Zeitpunkt übermäßig hohen Kosten einer
Seite 3- 146
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Spannungsstabilisierung, insbesondere der Heizspannungen, zurückzuführen sein, zum Anderen aber
auch darauf, daß angenommen werden kann, daß die größeren Tonstudios Vorrichtungen zur
Konstanthaltung der Netzspannung , wie etwa Umformer besaßen.
Die Ermittlung der benötigten Versorgungsspannungen und –
Ströme.
Ein voll ausgebautes SILVESTRIS-Mischpult besteht aus 12 Kanalmodulen und 4 zweikanaligen
Summenmodulen.
Weitere Komponenten wie Mikrofonvorverstärker, Kompressor und Schaltmatrix sind in dieser
Betrachtung noch nicht berücksichtigt.
Zunächst soll der Stromverbrauch für ein Kanalmodul ermittelt werden.
Ein Kanalmodul wird mit den folgenden Versorgungsspannungen versorgt:
+350V Anodenspannung
+12,6V Heizspannung auf Potential +160V
+12,6V Heizspannung auf Potential +45V
+12,6V Heizspannung auf GND-Potential
+5V Versorgungsspannung für VACTROL-Koppler
Zunächst wird die Stromaufnahme aus der +350V-Versorgung abgeschätzt. Dies geschieht mittels
der bereits beim Schaltungsentwurf ermittelten Ruheströme der einzelnen Stufen. Die lokalen 250VVersorgungsspannungen werden über Vorwiderstände aus der 350V-Versorgung abgeleitet, so daß
die aus diesen Versorgungen entnommenen Ströme in gleicher Höhe aus der +350V-Versorgung
entnommen werden.
Signalweg V601A
Signalweg V601B
2,8mA
2,8mA
Klangsteller V801A
Klangsteller V801B
Klangsteller V802A
0,26mA
1,25mA
2,8mA
Overdrive V701A
Overdrive V701B
1,6mA
2,8mA
Hauptsummentreiber V501A
Hauptsummentreiber V502A
Hauptsummentreiber V502B
Hauptsummentreiber V503A
Hauptsummentreiber V503B
1,6mA
2,8mA
2,8mA
2,8mA
2,8mA
Hilfssummentreiber #1 V401A
Hilfssummentreiber #1 V401B
Hilfssummentreiber #1 V402A
Hilfssummentreiber #1 V402B
1,6mA
1,6mA
2,8mA
2,8mA
Seite 3- 147
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Hilfssummentreiber #2 V401A
Hilfssummentreiber #2 V401B
Hilfssummentreiber #2 V402A
Hilfssummentreiber #2 V402B
1,6mA
1,6mA
2,8mA
2,8mA
Summe:
44,71mA
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Nun wird die Stromaufnahme aus den Heizkreisen abgeschätzt. Die verwendeten Röhren 12AY7 und
12AX7 nehmen beide 150mA bei 12,6V auf.
Signalweg V601
150mA /+160V
Klangsteller V801
Klangsteller V802
150mA / +45V
150mA / +45V
Overdrive V701
150mA / +45V
Hauptsummentreiber V501
Hauptsummentreiber V502
Hauptsummentreiber V503
150mA /+160V
150mA /+160V
150mA / GND
Hilfssummentreiber #1 V401
Hilfssummentreiber #1 V402
150mA /+160V
Hilfssummentreiber #2 V401
Hilfssummentreiber #2 V402
150mA /+160V
Summen:
750mA / +160V
150mA / GND
150mA / GND
450mA / +45V
450mA / GND
Zur Ermittlung der Stromaufnahme wird die Zahl der maximal gleichzeitig durchgeschalteten
VACTROL-Optokoppler bestimmt:
Phasendreher
Signalweg
Hauptsummentreiber
Hilfssummentreiber#1
Hilfssummentreiber#1
2
2
4
2
2
Summe:
12
Ein durchgeschalteter Optokoppler nimmt 10mA aus der +5V-Versorgung auf. Damit ergibt sich eine
Stromaufnahme von 12 * 10mA = 120mA.
Seite 3- 148
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Nun wird die Stromaufnahme eines Summenmoduls ermittelt.
Ein Summenmodul wird mit den folgenden Versorgungsspannungen versorgt:
+450V Anodenspannung
+12,6V Heizspannung auf Potential +250V
+12,6V Heizspannung auf GND-Potential
+15V für VU-Anzeige
-15V für VU-Anzeige
Zunächst wird die Stromaufnahme aus der +450V-Versorgung abgeschätzt. Dies geschieht mittels
der bereits beim Schaltungsentwurf ermittelten Ruheströme der einzelnen Stufen. Die lokalen 350VVersorgungsspannungen werden über Vorwiderstände aus der 450V-Versorgung abgeleitet, so daß
die aus diesen Versorgungen entnommenen Ströme in gleicher Höhe aus der +450V-Versorgung
entnommen werden.
V101A
V101B
V102 A/B
V103 A/B
1,6mA
1,6mA
10mA
10mA
Summe:
23,2mA
Nun wird die Stromaufnahme aus den Heizkreisen abgeschätzt. Die verwendeten Röhren 12AY7 und
12AT7 nehmen beide 150mA bei 12,6V auf.
V101
150mA / GND
V102
V103
Summen:
150mA / +250V
150mA / +250V
150mA / GND
300mA / +250V
Die Stromaufnahme aus den Versorgungsspannungen +/-15V wird dahingehend abgeschätzt, daß
die maximale Stromaufnahme eines Operationsverstärkers LM358 2mA ist und man daher mit guten
Reserven die Gesamtstromaufnahme einer VU-Meßschaltung mit 5mA abschätzen kann.
In einem zweikanaligen Summenmodul sind 2 VU-Meßschaltungen vorhanden, womit sich dann eine
Stromaufnahme von 10mA für +15V und für –15V ergibt.
Die ermittelten Stromaufnahmen sind noch einmal zusammengefaßt dargestellt;
Ein Kanalmodul:
+350V Anodenspannung
44,7mA
+12,6V Heizspannung auf Potential +160V
+12,6V Heizspannung auf Potential +45V
+12,6V Heizspannung auf GND-Potential
750mA
450mA
450mA
+5V Versorgungsspannung für VACTROL-Koppler
120mA
Seite 3- 149
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Ein zweikanaliges Summenmodul:
+450V Anodenspannung
23,2mA
+12,6V Heizspannung auf Potential +250V
+12,6V Heizspannung auf GND-Potential
300mA
150mA
+15V für VU-Anzeige
-15V für VU-Anzeige
10mA
10mA
Für ein voll ausgebautes Mischpult mit 12 Kanalmodulen und mit 4 zweikanaligen Summenmodulen
ergibt sich dann:
12 Kanalmodule:
+350V Anodenspannung
44,7mA * 12 = 536mA = 188W
+12,6V Heizspannung auf Potential +160V
+12,6V Heizspannung auf Potential +45V
+12,6V Heizspannung auf GND-Potential
750mA * 12 = 9A
450mA * 12 = 5,4A
450mA * 12 = 5,4A
= 113 W
= 68W
= 68W
+5V Versorgungsspannung für VACTROL-Koppler
120mA * 12 = 1,44A
= 7,2W
4 zweikanalige Summenmodule:
+450V Anodenspannung
23,2mA * 4 = 92,8mA =41,8W
+12,6V Heizspannung auf Potential +250V
+12,6V Heizspannung auf GND-Potential
300mA * 4 = 1,2A
150mA * 4 = 0,6A
=15,1W
=7,6W
+15V für VU-Anzeige
-15V für VU-Anzeige
10mA * 4 = 40 mA
10mA * 4 = 40 mA
=0,6W
=0,6W
Die Summe aller Leistungsaufnahmen ist 510W.
In der Praxis wird man das Netzteil um ca. 50% überdimensionieren, um die Freiheit zu bekommen,
Arbeitspunkte zu ändern oder Schaltungsteile hinzuzufügen.
Die zum Teil recht hohen Leistungsaufnahmen einiger Spannungszweige legen zudem einen
modularen Aufbau des Netzteils nahe.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Der Detailentwurf der Heizspannungsversorgung.
Die benötigten Heizspannungen und –Ströme sind noch einmal zusammengefaßt dargestellt:
+12,6V Heizspannung auf Potential +250V
+12,6V Heizspannung auf Potential +160V
+12,6V Heizspannung auf Potential +45V
+12,6V Heizspannung auf GND-Potential
1,2A
9A
5,4A
6A
= 15W
= 13 W
= 68W
= 76W
Wenn man einen Ausgangsstrom von 6A pro Modul vorsieht, dann könnte man bei relativ guter
Ausnutzung der Module 5 baugleiche Module verwenden:
+12,6V Heizspannung auf Potential +250V
+12,6V Heizspannung auf Potential +160V
+12,6V Heizspannung auf Potential +45V
+12,6V Heizspannung auf GND-Potential
1,2A
9A
5,4A
6A
= 15W
= 113 W
= 68W
= 76W
1 Modul
2 Module
1 Modul
1 Modul
Zum Zeitpunkt des Entwurfs des Heizspannungsreglers wurde noch davon ausgegangen, daß nur
maximal 9 Kanalmodule zum Einsatz kommen. Daher wurde im Rahmen der soeben beschriebenen
Modulaufteilung ein Ausgangsstrom von 5A pro Modul festgelegt.
In der Praxis kann der ursprüngliche Entwurf jedoch auch, bei leichter Erhöhung der TrafoSekundärspannung und leichter Verbesserung der Kühlung der FETs auch mit 6A Ausgangsstrom
belastet werden, so daß dieser praktisch direkt nutzbar bleibt.
Dieser Entwurf wird im Folgenden dokumentiert.
Um jede mögliche Störeinstrahlung in die Audio-Signalpfade zu vermeiden, wird anstelle einer
getakteten Stromversorgung ein Längsregler eingesetzt. Das Ziel des Entwurfs ist, diesen Längsregler
so auszulegen, daß ein möglichst hoher Wirkungsgrad und damit ein möglichst geringer
Wärmeableitungsbedarf besteht. Hierfür ist auch von Bedeutung, daß die Stromversorgung sich bei
Installation im Mischpult in direkter Nähe von stark wärmeabgebenden Röhrenschaltungen befindet.
Die Schaltung soll in einem Toleranzbereich der Netzspannung von –10% bis +5% arbeiten.
Weiterhin besteht die Anforderung, daß sie Heizspannung stabilisiert und brummfrei ist. Zur Schonung
der Heizfäden der Röhren soll die Heizspannung nach dem netzseitigen Einschalten langsam
ansteigen, damit übermäßige Ströme durch die noch kalten und damit niederohmigen Heizfäden zu
vermeiden.
Es wird ein N-Kanal MOSFET als Längsregler vorgesehen, dessen Gate von einem als Regelverstärker
fungierenden Operationsverstärker angesteuert wird. Die positive Versorgungsspannung des
Operationsverstärkers ist dabei höher als die eingangsseitige Rohspannung des Längsreglers
Es wird anstelle des üblichen Brückengleichrichters ein Zweiwegleichrichter mit einer angezapften
Trafowicklung verwendet. Damit entfällt die bei Brückengleichrichtern stets wirksame
Hintereinanderschaltung von zwei Dioden in Flußrichtung, womit sich die Durchlaßverluste gegenüber
Zweiweggleichrichtern verdoppeln. Um eine möglichst geringe Flußspannung zu erzielen wird eine
überdimensionierte Doppel-Schottkydiode des Typs 30CPQ060 mit den Kennwerten 60V/15A
verwendet.
Seite 3- 151
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Berechnung der Trafo-Sekundärspannung bei 10% Netzunterspannung:
12,6V
+0,5V
+1,5V
+0,8V
______
stabilisierte Ausgangsspannung
minimaler Spannungsabfall über FET und Kupferwiderständen
Welligkeit
Spannungsabfall an Zweiweggleichrichter
=15,4V
Es wird ein Scheitelwert der Trafo-Sekundärspannung von 15,4V bei 10% Netzunterspannung benötigt.
Dies entspricht einem Effektivwert von 10,9V, bei 10% Netzunterspannung.
Damit wird ein Trafo mit einer Sekundärspannung von 10,9V / 0,9 = 12V eff. bei nomineller
Netzspannung benötigt.
Da die Zeit, in der der Ladekondensator aus dem Trafo nachgeladen wird einen nicht allzu großen
Anteil der Netzperiode ausmacht, fließen in dieser Zeit den Ausgangsstrom deutlich übersteigende
Ströme durch die Sekundärwicklung des Trafos. Daher muß dieser überdimensioniert werden. Für die
aufgebauten Prototypen wurden ein Trafos mit den Kenndaten 2 x 12V / 150VA verwendet. Dies ist
mehr als das doppelte der vorgesehenen Ausgangsleistung von 63VA. Die praktischen Tests zeigten
jedoch, daß diese Trafos bei der Kombination von Netzunterspannung und Vollast nicht ausreichend
waren.
Bei 5% Netzüberspannung wird in dem Längsregler-MOSFET die folgende Verlustleistung umgesetzt:
Der Scheitelwert der Trafo-Sekundärspannung ist 12V * 1.05 * 1,41 = 17,8V
Der Spannungsabfall über dem MOSFET ist:
17,8V
- 0,8V
-1,5V/2
-12,6V
______
Scheitelwert Trafo-Sekundärspannung
Gleichrichter
Mittelwert der Welligkeit
stabilisierte Ausgangsspannung
=3,7V
Die Verlustleistung ist:
P = 3,7V * 5A = 18,5W
Da die Ableitung dieser Verlustleistung von einer konzentrierten Wärmequelle Schwierigkeiten bereitet,
wird eine Aufteilung der Schaltung in zwei identische Zweige mit je 2,5A Ausgangsstrom
vorgenommen. Da die Last in Form der Röhrenheizfäden bekannt ist, kann die korrekte
Stromaufteilung zwischen diesen Zweigen durch die entsprechende Auslegung der Verdrahtung im
Sinne der Aufteilung der Verbraucher in verschiedenen Gruppen gewährleistet werden.
Bei idealer Aufteilung ergäbe sich eine Verlustleistung von 18,5W/2 = 9,25W pro MOSFET.
Da aber eine exakte Aufteilung aus praktischen Gründen nicht möglich sein wird, wird mit einem um
30% erhöhten Ausgangsstrom von 3,25A weitergerechnet.
Damit ergibt sich eine Verlustleistung von 9,25W * 1,3 = 12W.
Seite 3- 152
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Die maximal zulässige Sperrschichttemperatur des für diese Anwendung geeigneten MOSFETs
IRL530N (100V, 17A. 0,1 Ohm) ist laut Datenblatt 175°C.
Hier sollen aus Zuverlässigkeitsgründen 125°C nicht überschritten werden.
Die Umgebungstemperatur Tu wird mit 55°C angenommen.
Damit ergibt sich ein maximal zulässiger Wärmewiderstand vom Chip zur Umgebung von:
Rth = (125°C – 55°C) / 12W = 5,8 °C/W
Der interne Wärmewiderstand des MOSFETs vom Chip zum Gehäuse ist 1,9°C/W
Damit verbleiben 3,9 K/W für das Kühlelement.
Geeignet ist der Typ AAVID 6300BG (Farnell 1213471) mit einem Wärmewiderstand von 3,1 °C/W.
Zur Abschätzung des benötigten Ladekondensators wird vereinfachen angenommen, daß dieser
während einer unendlich kurzen Zeit geladen werde und dann über die volle Netz-Halbperiode von
10ms die angeschlossene Schaltung alleine mit Energie versorgt.
Damit ergibt sich eine benötigte Kapazität von:
10ms * 5A / 1,5V = 33000uF
Geeignet ist der Kondensator Mallory CGS413U025V4C mit einer Kapazität von 41000 uF und einer
Nennspannung von 25V (Farnell 1159821).
Für ein volles Durchsteuern des MOSFETs wird eine Gate-Source-Spannung von bis zu 10V benötigt.
Daher muß der ansteuernde Operationsverstärker eine Ausgangsspannung von bis zu 12,6V + 10V
= 22,6V abgeben können. Es wird der Doppel-Operationsverstärker AD822 vorgesehen (2 Zweige)
der sich in einer ähnlichen Anwendung bereits bewährt hat. Der Versorgungsstrom des AD822 beträgt
maximal 1,6mA.
Der Operationsverstärker wird mit einem Spannungsverdreifacher aus der 12V-Trafowicklung gespeist,
damit keine weitere Trafowicklung benötigt wird.
Der Spannungsverdreifacher liefert eine nominelle Ausgangsspannung von 12V * 1,41 * 3 = +51V.
Diese wird mit einem mit einer Zenerdiode aufgebauten Shunt-Regler auf 24V reduziert.
Vor der Zenerdiode wird ein Vorwiderstand mit dem Wert 10kOhm vorgesehen. Damit ergibt sich
folgende Stromentnahme aus der +51V-Versorgung:
(51V – 24V) / 10K = 2,7mA, davon fließen 1,1mA durch die 24V-Zenerdiode.
Für den Spannungsverdreifacher werden Kondensatoren mit einer Kapazität von 100uF vorgesehen.
Die sich damit ergebende Welligkeit der +51V-Versorgung kann wie folgt abgeschätzt werden:
20ms * 2,7mA / 100uF = 0,54Vpp.
Als Referenzspannung für die Regelverstärker wird eine Shunt-Referenzquelle LM385 mit einer
Spannung von 1,235V verwendet. Diese wird mit einem Vorwiderstand mit dem Wert 22kOhm aus
der ungeregelten Spannung betrieben.
Seite 3- 153
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Hierbei ergibt sich der folgende Querstrom durch den Referenzbaustein, wenn als ungeregelte
Spannung 15V angenommen wird:
(15V – 1,235V) / 22K = 0,62mA.
Dies liegt innerhalb des zulässigen Bereichs von 10uA bis 20mA.
Das Hochfahren der Heizspannung soll durch das Parallelschalten eines Kondensators zur
Referenzspannungsquelle so verzögert werden, daß diese erst nach einer Sekunde vollständig
ansteht.
Die Kapazität dieses Kondesators wird wie folgt berechnet:
1,2V
1,2V/15V
0,08-1
0,92
= 15V ( 1 – e
= 1 – e –1s/τ
= - e –1s/τ
= e –1s/τ
–1s/τ
)
auf beiden Seiten wird logarithmiert
-0.083
0,083 τ
τ
= - 1s/τ
= 1s
= 11,9s
11,9s/22kOhm = 540uF
Es wird der Kondensator TVA1162 mit einer Kapazität von 500uF und einer Nennspannung von 16V
verwendet (Newark 18F966)
Die Gate-Source-Spannung der MOSFETs darf 16V nicht überschreiten. Bei einem Kurzschluß des
Ausgangs würde die volle Betriebsspannung der Operationsverstärker, 24V über den Gate-SourceStrecke anliegen. Daher werden diese mit parallelgeschalteten Zenerdioden mit einer
Durchbruchsspannung von 12V geschützt.
Beide Zweige werden mit separaten Schmelzsicherungen gegen ausgangsseitige Kurzschlüsse
geschützt.
Der verwendete Operationsverstärker AD822 hat die besondere Eigenschaft, daß er ausschließlich
mit einer positiven Versorgungsspannung versorgt werden kann wobei dann die Eingänge
Spannungen bis zum Massepotential hinab verarbeiten können und der Ausgang das Massepotential
annehmen kann.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Die folgende Abbildung zeigt die praktisch ausgeführte Schaltung des Heizspannungsregler-Moduls.
D901
1N4007
D902
1N4007
R901
10K
+51V
+24V
+
C901
100uF / 50V
0V
+
+
D903
C903
Z24V 100uF / 50V
22nF
3
C904
12V
C902
100uF / 100V
J901
MNL3
D904
30CPQ060
2 60V 15A
1
2
3
+Unreg
12V
C905 22nF
C906
41.000uF 25V
1
+
+24V
J902
MNL2
+Unreg
8
F901 3,15A T
3
2
+
U902A
AD822
R904
1k
Q901
IRL530N
1
J903
MNL2
R903
100R
4
+Unreg
D905
1N4148
1
2
1
2
D906
Z12V
+
C908
1nF
R902
22k
C909
500uF/25V
R905
10K
C911
0.1uF
R906
1K07
+24V
5
6
U902B
AD822
F902 3,15A T
1
2
R908
1k
Q902
IRL530N
7
J905
MNL2
4
U901
LM385Z-1.2
+
J904
MNL2
+Unreg
+
8
C907
500uF 16V
C910
1nF
R907
100R
C912
1nF
1
2
D907
Z12V
+
C913
500uF/25V
R909
10K
C915
0.1uF
R910
1K07
C914
1nF
Die praktisch ausgeführte Schaltung des Heizspannungsregler-Moduls
Seite 3- 155
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Mit den Spannungsteilern aus R905/R906 wird der Verstärkungsfaktor der Regelschaltung auf
näherungsweise 12,6V / 1,235V = 10,2 festgelegt. R904/R908 begrenzen den Strom, der im Fehlerfall
durch die Zenerdioden D906/D907 fließt und vermeiden Stabilitätsprobleme der Operationsverstärker
durch die kapazitive Last der MOSFET-Gates.
C911/914, C908/912 sowie R903/C908 dienen zur Frequenzkompensation des Regelkreises, die
Werte wurden in einer vergleichbaren Anwendung empirisch ermittelt, wobei sich das Vorhandensein
große Stabilitätsreserven zeigte.
Der zu erwartende Wirkungsgrad bei nomineller Netzspannung kann wie folgt abgeschätzt werden:
Der Scheitelwert der Trafo-Sekundärspannung ist 12V * 1,41 = 16,9V
Der Spannungsabfall über dem MOSFET ist:
16,9V
- 0,8V
-1,5V/2
-12,6V
______
Scheitelwert Trafo-Sekundärspannung
Gleichrichter
Mittelwert der Welligkeit
stabilisierte Ausgangsspannung
=2,8V
Die Verlustleistung ist:
P = 2,8V * 5A = 14W
Die an die Verbraucher abgegebene Leistung ist:
P = 12,6V * 5A = 63W
Der Wirkungsgrad ist somit:
η = 63W / (63W + 14W) = 82%
Interessanterweise liegt man damit nicht weit unter den Wirkungsgraden, die man mit typischen
getakteten Abwärtswandlern erreicht, die meist um 90% herum liegen.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
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Realisierung
Fertiggestellte Heizspannungsregler-Module
Seite 3- 157
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Realisierung
Die Heizspannungsregler-Module wurden gemeinsam mit der Netzteilbaugruppe für +5V und +/-15V
in einem Gehäuse integriert:
Netzteilgehäuse mit Heiz- und Niederspannungsmodulen
Seite 3- 158
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Der Test und die Inbetriebnahme der Heizspannungsversorgung.
Die grundsätzliche Funktion der Schaltung war auf Anhieb gegeben.
Das Verhalten der Baugruppe im Leerlauf bei einer Netzspannung von 230V wurde untersucht:
-
Die Spannung über dem Ladekondensator war ohne Welligkeit und betrug 18,7V.
Der Scheitelwert der Spannung am Trafo war ebenfalls 18.7V, die Scheitelpunkte der Sinuskurve
waren abgeflacht.
Die Spannung über C902 war 55V, bei vernachlässigbarer Welligkeit.
Die Anstiegszeit der Ausgangsspannung betrug ca. 1s, das entspricht dem
beabsichtigten/berechneten Wert.
Die Ausgangsspannungen bei unbelasteten Ausgängen betrugen:
-
Ausgang 1: 12,74V,
Ausgang 2: 12,75V,
das ist eine Abweichung von +1,1% zu 12,6V
das ist eine Abweichung von +1,2% zu 12,6V
Die Baugruppe wurde unter „Normalbedingungen“ mit Vollast betrieben.
Die Netzspannung betrug 230V. An beiden Ausgängen wurde ein Lastwiderstand mit dem Wert 5
Ohm angeschlossen.
-
Die Welligkeit der Spannung über dem Ladekondensator betrug 0,71Vpp. Dies weicht von dem
berechneten Wert 1,5Vpp ab. Der Grund dafür ist der Einbruch der Trafo-Ausgangsspannung
durch den vom Kondensator aufgenommenen Ladestrom
-
Der Scheitelwert der Trafospannung betrug, gemessen an den abgeflachten Scheitelpunkten nur
15,6V, berechnet wurde 16,9V!
-
Der kleinste Momentanwert der Spannung über dem Ladekondensator betrug 14,2V.
-
Die Spannung über C902 betrug 46,5V, bei vernachlässigbarer Welligkeit.
-
Die Versorgungsspannung der Operationsverstärker betrug 24,0V.
-
Die Spannungen an den Ausgängen der Operationsverstärker (gegen Masse) betrugen 15,5V
und 15,9V. Das entspricht Gate-Source-Spannungen von 2,9V und 3,3V.
Das dynamische Verhalten der Regelkreise wurde wie folgt getestet:
-
Der zu überprüfende Ausgang wurde mit einem 10 Ohm-Lastwiderstand, das ist 50% der
maximalen Last belastet.
-
Ein zweiter 10 Ohm-Widerstand wurde zu- und weggeschaltet, um einen Lastsprung zu
verursachen.
-
Es ergab sich eine maximale temporäre Abweichung der Ausgangsspannung von +/- 50mV.
-
Ausregelung auf +/-10mV in weniger als 200us.
Seite 3- 159
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Realisierung
-
Beim Zu- wie auch beim Wegschalten des Widerstands ergab sich ein aperiodischer
Kurvenverlauf des Überschwingers, bei dem der stationäre Endwert einmalig gekreuzt wurde.
-
Damit kann eine ausreichende Stabilitätsreserve festgestellt werden.
Die thermischen Verhältnisse im Grenzfall wurden bei Betrieb mit einer netzseitigen Überspannung von
+10% (241V), die durch einen Stelltrafo bereitgestellt wurde, getestet.
An Ausgang 1 der Baugruppe wurde keine Last angeschlossen.
An Ausgang 2 der Baugruppe wurde eine Last von 5 Ohm angeschlossen, was einem nominellen
Laststrom von 12,6V / 5 Ohm = 2,52A entspricht.
Die Baugruppe wurde einige Minuten betrieben, bis sich thermische Stabilität einstellte.
Die Temperatur am Montageflansch des stromdurchflossenen MOSFETs betrug 70°C.
Die Umgebungstemperatur betrug 25°C.
Die mittlere ungeregelte Eingangsspannung betrug 16,8V, sie wurde mit dem Oszilloskop gemessen.
Die gemessene Ausgangsspannung betrug 12,7V.
Die mittlere Spannung über dem MOSFET betrug 16,8V – 12,7V = 4,1V.
Der tatsächliche Strom durch den MOSFET betrug 2,54A.
Damit ergab sich eine Verlustleistung von 4,1V * 2,5A = 10,4W.
Damit ergibt sich ein thermischer Widerstand des Kühlelements von:
(70°C – 25 °C) / 10,4W = 4,3 °C/W
Das ist weit mehr als der im Katalog angegebene Wert von 3,1 °C/W!
Der interne Wärmewiderstand des MOSFETS IRL530N ist 1,9°C/W.
Damit ergibt sich eine Erhöhung der Chiptemperatur um 10,4W * 1,9 °C/W = 19,8°C gegenüber der
gemessenen Temperatur des Transistorgehäuses von 70°C. Die Chiptemperatur war somit 70°C +
19,8°C = 90°C.
Die Chiptemperatur wird nun auf eine angenommene Umgebungstemperatur von 55°C
hochgerechnet:
Tj = 90°C + (55°C – 25°C) = 120°C.
Das ist gerade noch unter dem vorgesehenen Limit von 125°C.
Weiterhin wurde das Verhalten der Baugruppe bei Unterspannung untersucht:
Bei Belastung beider Ausgänge mit einer Last von 5 Ohm (2,52A je Ausgang) setzte die Regelung bei
einer Spannung von 215V ( = 230V – 6,5%) aus. Das Spannungsminimum über dem
Ladekondensator sank auf 12,7V ab.
Bei Belastung beider Ausgänge mit einer Last von 6 Ohm (2,1A je Ausgang) setzte die Regelung bei
einer Spannung von 210V ( = 230V – 8,7%) aus.
Der Grund für das Aussetzen der Regelung liegt darin, daß die vom Trafo abgegebene Spannung
durch den hohen Ladestrombedarf des Ladekondensators so stark belastet wird, daß sie stärker als
erwartet einbricht.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Eine mögliche Lösung ist der Einsatz noch weiter überdimensionierter Trafos:
200VA:
225VA:
Farnell 117-2412
Farnell 953-1947 (Ringkerntrafo)
Eine andere Möglichkeit ist der Übergang auf eine geringfügig höhere Sekundärspannung wie etwa
12,6V eff. Dies führt jedoch auch zu einer Erhöhung der Verlustleistung in den MOSFETs bei nomineller
Netzspannung.
Der Detailentwurf und die Inbetriebnahme der
Hilfsspannungsversorgung.
Die Hilfsspannungsversorgung stellt die Spannungen +5V (1,44A bei Vollausbau) und +/-15V (40mA
bei Vollausbau) zur Verfügung.
Der Schaltungsteil für +5V wurde wie folgt dimensioniert:
Es werden zwei Zweige mit je einem Low-Drop Spannungsregler LM2940 aufgebaut. Die Aufteilung
auf zwei Zweige vereinfacht die Abführung der Verlustleistung bei hohen Umgebungstemperaturen.
Da die Last (Optokoppler) bekannt ist, kann die symmetrische Stromaufteilung durch eine
entsprechende Verdrahtung mit Aufteilung der Verbraucher in zwei gleich große Gruppen
sichergestellt werden.
Es wird kein Brückengleichrichter, sondern ein Zweiweggleichrichter mit Schottkydioden verwendet,
um die Durchlaßverluste möglichst gering zu halten.
Die Schaltung soll in einem Toleranzbereich der Netzspannung von –10% bis +5% arbeiten.
Die minimal benötigte Trafo-Sekundärspannung (bei 10% Netzunterspannung) wird wie folgt
bestimmt:
5V
+ 0,5V
+ 1,5V
+ 0,6V
_______
stabilisierte Ausgangsspannung
Dropspannung LM2940
Welligkeit am Ladekondensator
Flußspannung Gleichrichter
= 7,6V
minimaler Scheitelwert der Sekundärspannung
Dies entspricht einem Effektivwert von 7,6V / 1,41 = 5,4V, den der Trafo bei 10% Netzunterspannung
abgeben muß.
Daraus folgt ein Effektivwert von 5,4V / 0,9 = 6V bei nomineller Netzspannung.
Es wird der als Standard-Sekundärspannung zur Verfügung stehende Wert 6,0V gewählt.
Der Wert des Ladekondensators kann wie folgt abgeschätzt werden:
C = 10ms * 1,44A / 1,5V = 9600uF
Es wird der Standardwert 10'000 uF gewählt.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Bei einer Netzüberspannung von 5% ergibt sich die folgende Verlustleistung an einem
Spannungsregler:
Der durch einen Spannungsregler fließende Strom ist 1,44A/2 = 0,72A.
Die Trafo-Effektivspannung ist 6,0V * 1,05 = 6,3V
Der Scheitelwert ist 6,3V * 1,41 = 8,9V.
Der Spannungsabfall über dem Spannungsregler ist:
8,9V
Scheitelwert
- 0,6V
Flußspannung Gleichrichter
- 0,75V
Hälfte der Welligkeit am Ladekondensator
- 5V
stabilisierte Ausgangsspannung
_____
= 2,55V
Es ergibt sich eine Verlustleistung von 2,8V * 0,72A = 1,84W.
Bei einer Umgebungstemperatur von 55°C soll die Sperrschichttemperatur 125°C nicht überschreiten.
Damit darf der thermische Widerstand vom Chip zur Umgebung nicht größer sein als:
(125°C – 55°C) / 1,84W = 38 °C/W
Der innere thermische Widerstand des Spannungsregler-Bausteins kann mit 1,5°C/W abgeschätzt
werden.
Dann muß das Kühlelement einen Wärmewiderstand von maximal 38 °C/W – 1,5°C/W = 36,5 °C/W
besitzen.
Es wird ein Standard-Kühlelement mit dem Wert 21 °C/W verwendet.
Die Rohspannung für die Versorgungen +/-15V werden mit Spannungsverdreifachern aus der TrafoSekundärwicklung 2 *6V gewonnen. Die nominelle Rohspannung beträgt 6V * 3 * 1,41 = 25,4V.
Die Kondensatoren der Spannungsverdreifacher haben eine Kapazität von 1000uF. Die
Größenordnung der Welligkeit kann wie folgt abgeschätzt werden:
U = 20ms * 40mA / 1000uF = 0,8Vpp
Es werden Standard-Spannungsregler des Typs LM7815 / LM7915 verwendet, da die maximale
Eingangsspannung der Low-Drop-Typen LM29xx in dieser Schaltung überschritten wird und ohnehin
auch bei Unterspannung eine hinreichend große Differenz zwischen Eingangs- und
Ausgangsspannung vorhanden ist.
Die maximale Verlustleistung an den Spannungsreglern bei nomineller Netzspannung ist ungefähr
(25,4V – 15V) * 0,04A = 0,42W. Damit kann auf einen Kühlkörper verzichtet werden, zum Abfangen
von Fehlerbedingungen wie Kurzschlüssen am Ausgang werden jedoch Kühlkörper mit dem Wert
21°C/W vorgesehen.
Die Inbetriebnahme der Schaltung ergab keinerlei Auffälligkeiten.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
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Realisierung
U10001
LM2940CT-5V
C10002
22nF
IN
OUT
J10002
3
GND
C C
1
1
2
+
+
2
Trafo 2 x 6V
D10001
31DQ05
1
2
3
4
Kühlelement 21K/W
C10001
22nF
D10002
31DQ05
J10001
MF4
A
Die folgende Abbildung zeigt die vollständige Schaltung:
J10003
fec 117-2378
A
1
2
C10004
0.1uF/63V
C10005
0.1uF/63V
C10006
10uF/20V
C10003
10000uF 16V
fec 132 0518
Kühlelement 21K/W
U10002
LM2940CT-5V
IN
OUT
J10004
3
GND
1
1
2
2
+
J10005
C10007
0.1uF/63V
C10008
0.1uF/63V
1
2
C10009
10uF/20V
Kühlelement 21K/W
D10003
1N4007
U10003
LM7815
D10004
1N4007
C10010
1000uF/25V
OUT
+
1
2
+
2
+
IN
J10006
3
GND
1
C10011
1000uF/40V
J10007
C10012
0.1uF/63V
C10013
0.1uF/63V
1
2
C10014
6.8uF 35V
Kühlelement 21K/W
D10005
1N4007
U10004
LM7915
D10006
1N4007
OUT
1
2
+
1
+
C10015
1000uF/25V
fec 116-5552
IN
J10008
3
GND
2
J10009
+
1
2
C10016
1000uF/40V
fec 116-5557
C10017
0.1uF/63V
C10018
C10019
0.1uF/63V 6.8uF 35V
Die vollständige Schaltung der Hilfsspannungsversorgung
Seite 3- 163
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Realisierung
Der Detailentwurf und die Inbetriebnahme der
Anodenspannungsversorgung
Eine Vorbemerkung.
Der vorliegende Entwurf erfüllt nicht alle Anforderungen, insbesondere ist die Brummunterdrückung
und die Ausregelung von Lastschwankungen nicht zufriedenstellend. Die geringe Ausregelung von
Lastschwankungen führt zu einem deutlich sichtbaren Übersprechen zwischen verschiedenen
Mischpult-Ausgängen.
Auch ließ die Kurzschlußfestigkeit des ursprünglichen Entwufs zu wünschen übrig, diese konnte nur mit
umfangreichen Modifikationen hergestellt werden.
Daher ist ein Neuentwurf der Anodenspannungsversorgungs-Module notwendig.
Dennoch wird in der Folge der ursprüngliche Entwurf dokumentiert, da der Entwurf der verbesserten
Versorgungsmodule in einigen Teilen auf dem vorhandenen Entwurf aufbauen kann. Zudem haben
die in der Folge beschriebenen Module soweit zufriedenstellend gearbeitet, daß die geplanten Tests
der Prototypen im Studio ohne Einschränkungen durchgeführt werden konnten.
Der Detailentwurf und die Inbetriebnahme des 450V-Moduls.
Es wurde mit dem Modul für die 450V-Versorgung begonnen. Das Modul für die 350V-Versorgung
wurde aus diesem abgeleitet.
Das 450V-Modul wurde für einen Ausgangsstrom von 100mA ausgelegt. Bei einem Neuentwurf sollte
das Modul jedoch für 150mA ausgelegt werden, um einen großzügigen „Sicherheitsabstand“ zu dem
tatsächlich benötigten Strom von 93mA zu bekommen.
Seite 3- 164
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Realisierung
Die folgende Abbildung zeigt die zunächst realisierte Schaltung des Moduls:
Von Trafo
C801
1n 2kV
1
2
D801
D802
1N5408 1N5408
C803
1n 2kV
J801
1
2
1
2
R801
10R
1
2
L1
20H
C804
1n 2kV
C805
250uF 450V
1
2
C802
1n 2kV
R802
100K / 2W
+
+
R804
100K / 2W
C807
560uF 450V
R806
470K
DS5101
LAMP NEON
D803
D804
1N5408 1N5408
R803
+
100K / 2W
C808
560uF 450V
+
C806
250uF 450V
R811
10R
R805
100K / 2W
F5101
200mAT
Q803
IXFN60N80P
Ausgang
J804
1
2
+
R812
47K
R816
PR02 470K
R??
PR02 220K
R814
33R
D??
1N4007
R813
PR02 220K
D813
BZT03C200
D809
BZT03C200
C812
C810
20uF 600V 1uF/630V
D814
BZT03C150
C811
330uF 100V
D805
1N4007
R809
PR02 1M
DS5102
LAMP NEON
+
D812
BZT03C200
C809
10uF 600V
D808
P6KE12
C813
C814
20uF 600V 20uF 600V
+
R807
PR02 680K
+
D810
BZT03C200
D811
BZT03C51
R810
100R
+
D806
BZT03C68
Q801
BC547C
Q802
FQP5N80
D807
1N5244
14V
R808
10K
Die Schaltung des 450V-Moduls (noch mit dem ursprünglichen, später veränderten Längs-MOSFET)
Seite 3- 165
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Realisierung
Die Stabilisierung der Ausgangsspannung erfolgt mit einem Sourcefolger, der mit einem N-Kanal
MOSFET IXFN60N80P (800V, 53A) aufgebaut ist.
Auf eine elektronische Strombegrenzung wurde verzichtet, um einer möglichen Klangbeeinflussung
durch diese vorzubeugen. Der Ausgang wird mit einer Schmelzsicherung mit dem Wert 200mA träge
abgesichert.
Es wird noch beschrieben, daß die Kurzschlußfestigkeit der Schaltung in ihrer hier dargestellten Form
nicht gegeben war und welche zusätzlichen Maßnahmen diese dann herstellten.
Es wurde zu Beginn des Entwurfs festgelegt, daß der Spannungsabfall über R811 und über den
MOSFET Q803 bei minimaler Eingangsspannung 18V nicht unterschreiten soll.
Hieraus kann dann die benötigte Trafo-Sekundärspannung ermittelt werden. Die Baugruppe soll von –
10% bis +5% der Netzspannung arbeiten.
Da eine LC-Filterung verwendet wird, muß zunächst das Verhältnis der geglätteten
Ausgangsspannung des LC-Filters zum Scheitelwert der Trafo-Sekundärspannung bestimmt werden.
Dies wurde mittels einer P-SPICE-Simulation vorgenommen:
Die Simulationsschaltung zur Ermittlung des Verhältnisses von Scheitelwert der TrafoSekundärspannung zur Ausgangsspannung des LC-Filters.
Die Ausgangs-Gleichspannung über R1 ist 92% des Scheitelwertes der Trafo-Sekundärspannung. Die
Welligkeit ist ca. 30mVpp.
In der Simulationsschaltung sind kleinere Kapazitätswerte als in der tatsächlich realisierten Schaltung
vorhanden. Die Kapazitätswerte wurden nachträglich erhöht, da zwischenzeitlich nur ein
Transformator mit zu geringer Ausgangsspannung zur Verfügung stand.
Die minimale Ausgangsspannung des LC-Filters, bei 10% Netzunterspannung, ist 450V + 18V (DesignVorgabe) = 468V. Dies entspricht einem Scheitelwert der Trafo-Sekundärspannung von 468V / 0,92 =
509V. Das entspricht einem Effektivwert von 509V / 1,41 = 360V, nach wie vor bei 10%
Netzunterspannung. Bei nomineller Netzspannung ergibt sich eine Trafo-Sekundärspannung von 360V
/ 0,9 = 400V.
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Hieraus folgt dann eine nominelle Ausgangsspannung des LC-Filters von 400V * 1,41 * 0,92 = 520V.
Bei 5% Netzüberspannung ergibt sich ein Scheitelwert der Trafo-Sekundärspannung von 400V * 1,05 *
1,41 = 592V. Daher werden die Elkos des LC-Filters als Serienschaltung von jeweils zwei
Kondensatoren ausgeführt, da die höchste für die benötigten Kapazitätswerte erhältliche
Betriebsspannung 450V ist. Um eine symmetrische Spannungsaufteilung über den in Serie
geschalteten Kondensatoren sicherzustellen werden diesen 100kOhm-Widerstände
parallelgeschaltet. Diese Widerstände dienen gleichzeitig als Entladepfad im Fehlerfall. (R802, R803,
R804, R805)
R801 begrenzt den Ladestrom in die noch ungeladenen Kondensatoren im Moment des Zuschaltens
der Netzspannung.
Bei 5% Netzüberspannung steht am Ausgang des LC-Filters eine Spannung von 400V * 1.05 * 1,41 *
0,92 = 545V an. Über dem MOSFET Q803 fällt dann eine Spannung von 545V – 450V = 95V ab. Bei
Entnahme des Nennstroms von 100mA ergibt sich eine Verlustleistung von 95V * 0,1A = 9,5W.
Die Sperrschichttemperatur soll, bei einer Umgebungstemperatur von 55°C, 125°C nicht
überschreiten. Daraus folgt ein maximaler Wärmewiderstand von (125°C – 55°C) / 9,5W = 7,4 °C/W
vom Chip zur Umgebung.
Der interne Wärmewiderstand des MOSFETS ist 0,13 °C/W. Damit verbleiben 7,4 °C/W – 0,13 °C/W =
7,27 °C/W für das Kühlelement. Dies wird dadurch erreicht, daß der (im isolierten Gehäuse
befindliche) MOSFET auf die Montageplatte des Gehäuses montiert wird.
Die Gate-Source-Strecke des MOSFETs wird mit der Transzorbdiode D808 gegen Überspannungen
geschützt, wie sie bei einem Kurzschluß des Ausgangs entstehen. Schutz von D808 wird gegen den
Entladestrom aus C810 bei einem ausgangsseitigen Kurzschluß mit R811 (33R) geschützt.
R811 begrenzt den Kurzschlußstrom durch den MOSFET, der zunächst gewählte Wert von 10 Ohm war
jedoch nicht ausreichend, dieser Schaltungsteil wurde noch nachträglich verändert.
Der Wert von R814 wurde mit 33R sehr klein gewählt, da bei dem zunächst vorgesehenen größeren
Wert sich eine signifikante Brummspannung am Gate (und damit auch am Ausgang) des MOSFETs
einstellte, die kapazitiv über die Drain-Gate-Kapazität des MOSFETS eingekoppelt wurde. Um diese
Brummspannung weiter zu reduzieren wurde der nachträglich der Kondensator C812 vom Ausgang
der Schaltung abgetrennt und in der gezeichneten Weise mit dem Gate verbunden.
Die Parallelschaltung von R813 (220K) und R?? (220K) wurde so ausgelegt, daß sich mit dem
zusätzlich hinzugekommenen Kondensator C812 eine Zeitkonstante von 110K * 21uF =
näherungsweise 2s für den Hochlauf der Ausgangsspannung ergibt.
In diesem Fall ist der Strom durch die Zenerdioden D809, D810 und D811 18V / 110K = 0,16mA.
Bei der nominellen ungeregelten Eingangsspannung von 520V fließt der folgende Strom durch die
Zenerdioden: (520V – 450V) / 110K = 0,64mA. Die größte Verlustleistung entsteht an D809 und D810,
sie ist 200V * 0,64mA = 1,3W. Die Nennleistung der Zenerdioden ist 3W.
Es wurde, mit R812 und C809 ein weiteres Tiefpaßfilter mit der aus 47K und 10uF folgenden
Grenzfrequenz 0,3 Hz vorgesehen. Die mit R812 in Serie geschaltete Diode verhindert eine Entladung
con C809 über R812, womit die sich über C809 aufbauende Spannung sich mehr dem Spitzenwert
der Eingangsspannung annähert. Eine weitere Funktion der Diode ist es, niederfrequente Oszillationen
der Schaltung bei Kurzschluß des Ausgangs zu verhindern. Solche Oszillationen wurden tatsächlich
beobachtet, sie entstanden durch eine Entdämpfung des aus den Ladekondensatoren und der
Drossel gebildeten Schwingkreises durch den MOSFET.
D812, D813 und D814 schützen C812 vor Überspannung.
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Die Ausgangsspannung wird erst nach Ablauf einer Verzögerungszeit, die größer als die Anheizzeit der
Röhren ist zugeschaltet und steigt dann langsam an, idem sich die Gate-Spannung für den
Sourfcefolger-MOSFET über C812 aufbaut.
Nach dem Einschalten ist C811 zunächst entladen. Damit D806. Damit sperrt auch Q801. Damit
erhält Q802 über R809 eine positive Gate-Spannung, die mit D807 auf 14V begrenzt wird. Damit ist
Q802 leitend und schließt, über R810, die Gate-Ansteuerung der Sourcefolger-Stufe kurz. R810 schützt
Q802 vor Entladestromspitzen aus C812.
Bei der nominellen ungeregelten Eingangsspannung von 520V fließt dann ein Strom von 520V /
110kOhm = 4,7 mA. Die Velustleistung an jeweils einem der parallelgeschalteten 220kOhmWiderstände ist 520V2 / 220K = 1,23 W, es werden 2W-Widerstände eingesetzt.
Sobald die Spannung über C811 den Wert 68V überschritten hat, wird D806 leitend, womit Q801
Basisstrom erhält. Damit wird die Ansteuerung von Q802 kurzgeschlossen. Damit sperrt Q802. C812
wird nun über R813/R?? aufgeladen, die Ausgangsspannung steigt an.
D05 stellt sicher, daß nach dem Ausschalten des Gerätes C811 schnell entladen wird.
Mit R807 = 680K ergibt sich bei der nominellen Eingangsspannung von 520V ein Basisstrom in Q801
von (520V –68V)/ 680K = 0,66mA. R808 verhindert eine ungewollte Aufsteuerung von Q801 durch
Leckströme in D806. Der gewählte Wert von 10kOhm ist größer als die untere Schranke von
0,7V/0,66mA = 1,1kOhm.
Nach Ablauf einer Zeit von ca. 30s soll 68V über C811 erreicht werden, womit dann das Hochfahren
der Ausgangsspannung initiiert wird.
Die benötigte Kapazität von C811 wird wie folgt berechnet:
68V
68V/520V
0,13-1
0,87
= 520V ( 1 – e
= 1 – e –30s/τ
= - e –30s/τ
= e –30s/τ
–30s/τ
)
auf beiden Seiten wird logarithmiert
-0.14
τ
= - 30s/τ
= 214s
214s/680kOhm = 315uF
Es wird der Normwert 330uF verwendet.
Bei der praktischen Erprobung der Schaltung stellte sich heraus, daß diese nur bedingt kurzschlußfest
war. Wenn man, bei bereits anstehender Spannung, einen Kurzschluß verursachte, dann brannte
aufgund des hohen Entladestroms der Ausgangskondensatoren innerhalb kürzester Zeit die
Schmelzsicherung am Ausgang durch, die Schaltung blieb unbeschädigt.
Wenn man jedoch den Kurzschluß bereits vor dem Hochlaufen der Spannung anlegte, dann wurde
der MOSFET Q803 im Moment des Durchbrennens der Sicherung zerstört.
Dies hatte den folgenden Grund: Im Verlauf des Durchbrennens ergibt sich, für einige hundert
Millisekunden, ein signifikanter Spannungsabfall über der Sicherung. Diese Spannung subtrahiert sich
von der, durch C812 konstant auf 12V gehaltenen Gate-Source-Spannung des MOSFETs.
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Dies führt dazu, daß der bis zu diesem Zeitpunkt voll aufgesteuerte FET im Abschnürmodus arbeitet.
Der On-Widerstand eines voll durchgesteuerten MOSFETs, die übliche Betriebsart im normalerweise
angewendeten Schaltbetrieb, hat einen positiven Temperaturkoeffizienten. Das bedeutet, daß sich
an heißeren Stellen des Chips der spezifische On-Widerstand erhöht, sich mithin in der Folge die
lokale Stromdichte reduziert. Damit ergibt sich automatisch eine gleichmäßige Stromverteilung über
die gesamte Chipfläche.
Im Abschnürbetrieb ist dagegen die lokale Gate-Source-Schwellspannung für die Stromdichte
maßgeblich. Diese hat jedoch einen negativen Temperaturkoeffizienten. In einer ohnehin schon
aufgeheizten Region des Chips nimmt die Stromdichte damit zu, was wiederum die Aufheizung
beschleunigt, womit sich wiederum die Stromdichte erhöht. Der Stromfluß hat somit die Tendenz, sich
auf wenige Bereiche des Chips zu konzentrieren. Da gleichzeitig hohe Spannungsabfälle über der
Durchlaßstrecke vorhanden sich, entstehen erhebliche Verlustleistungen an den stromführenden
Regionen, die dann im vorliegenden Fall zum Durchlegieren führten.
Beim Entwurf wurde übersehen, daß der verwendete MOSFET IXFN60N80P im Wesentlichen für den
schaltenden Betrieb vorgesehen ist.
Es müssen an dieser Stelle besondere, für den linearen Betrieb geeignete MOSFETs mit einem
sogenannten FBSOA-Rating verwendet werden. Der Uds/Id-Bereich, in dem der MOSFET bei nicht
gesättigter Ansteuerung betrieben werden kann, ohne daß es zu Hot Spots kommt, ist in dessen
FBSOA (Forward based safe operating area) Diagramm / bzw. Skalarwert in Watt, festgelegt.
Es wurden 5 MOSFETS des für den Linearbetrieb vorgesehenen Spezialtyps IXYS IXTK22N100L
parallelgeschaltet, der durch den einzelnen Transistor fließende Strom wurde mit jeweils einem
Vorwiderstand ensprechend dem FBSOA-Diagramm begrenzt.
R1
2K2
J1
CON4
1
2
3
4
R6
22R
Q1
IXTK22N100L
R2
2K2
R7
22R
Q2
IXTK22N100L
R3
2K2
R8
22R
Q3
IXTK22N100L
R4
2K2
R9
22R
Q4
IXTK22N100L
R5
2K2
R10
22R
Q5
IXTK22N100L
D1
P6KE12
Zusatz-Leiterplatte mit für den Linearbetrieb geeigneten MOSFETs
Diese MOSFETs wurden auf einer separaten Leiterplatte untergebracht, die auf das existierenden
450V-Modul aufgesetzt wurde. Damit konnte ein sicherer Betrieb während der Studio-Tests realisiert
werden.
Mit dieser Modifikation wurde erneut das Verhalten bei schon vor dem Hochfahren der
Ausgangsspannung vorhandenen Kurzschlüssen überprüft. Hierbei traten keinerlei Ausfälle mehr auf.
Der Wert der Vorwiderstände wurde wie folgt bestimmt:
Die im Kurzschlußfall maximal über dem MOSFET anliegende Spannung bei 5% Netzüberspannung
ist 592V. Damit kann ein maximal zulässiger Strom von 500mA abgelesen werden.
Seite 3- 169
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FBSOA-Diagramm des IXTK22N100L
Damit ergibt sich ein Widerstandswert von 592V / 500mA = 1,18 kOhm.
Sicherheitshalber wurde der Wert jedoch auf 2,2kOhm erhöht.
Mit 5 parallelgeschalteten Zweigen erhält man einen resultierenden Vorwiderstand von 2,2kOhm / 5
= 440 Ohm. Bei dem nominellen Ausgangsstrom von 100mA bedeutet dies einen zusätzlichen
Spannungsabfall von 44V.
Dies ist sehr nachteilig, da somit die Trafo-Sekundärspannung erhöht werden muß:
Es sollen im Worst-Case noch 6V über dem FET verbleiben.
Damit ergibt sich eine Mindest-Eingangsspannung von 450V + 6V + 44V = 500V bei 10%
Netzunterspannung.
Bei nomineller Netzspannung ergibt sich dann eine Eingangsspannung von 500V /0,9 = 556V.
Der Scheitelwert der Trafospannung ist dann 556V / 0,92 = 604V. Das entspricht einem Effektivwert
von 427V.
Bei 5% Netzüberspannung ergibt sich eine maximale Spannung von 427V *1,05 * 1,41 = 632V über
dem MOSFET, durch den 2,2kOhm-Serienwiderstand wird der fließende Strom auf 632V /2,2kOhm =
287mA pro MOSFET begrenzt, was noch hinreichend gering ist.
Da diese Schaltung zwar sicher arbeitet, aber wirtschaftlich nachteilig ist sollte in der Zukunft eine
andere Lösung gefunden werden. Insbesondere sich die FETs mit ca. 30US$ pro Stück recht teuer, für
den normalen Betrieb würde ein einzelner FET ausreichen. Auch erhöht der zusätzliche
Spannungsabfall an den Vorwiderständen den Aufwand.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Mit der modifizierten Schaltung wurde abschließend eine Brummspannung von 9,5mVpp bei einem
Laststrom von 100mA gemessen.
Der Detailentwurf und die Inbetriebnahme des 350V-Moduls.
Das 350V-Modul wurde als Bestückungsvariante des 450V-Moduls ausgeführt.
Es wurde ein Gesamt-Strombedarf von 533mA für die 350V-Versorgung bei voll ausgebautem
Mischpult ermittelt. Aus dieser Überlegung heraus wurde vorgesehen, die 350V-Versorgung auf zwei
baugleiche Module mit je 300mA Nennstrom aufzuteilen.
Aus heutiger Sicht wäre jedoch eine Reserve von 40% sinnvoll, das würde einen Gesamt-Nennstrom
von 536 mA * 1,4 = 750mA, entsprechend 375mA pro Modul bedeuten. Der vorhandene Entwurf
kann jedoch ohne weiteres an diesen erhöhten Strombedarf angepaßt werden.
Seite 3- 171
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Die folgende Abbildung zeigt die Schaltung des Moduls.
Von Trafo
C801
1n 2kV
1
2
D801
D802
1N5408 1N5408
C803
1n 2kV
J801
1
2
1
2
R801
10R
1
2
L1
10H
C804
1n 2kV
C8051
320uF 450V
1
2
C802
1n 2kV
R802
100K / 2W
+
+
R804
100K / 2W
C807
650uF 450V
R806
330K
DS5101
LAMP NEON
D803
D804
1N5408 1N5408
R803
+
100K / 2W
C808
650uF 450V
+
C8061
320uF 450V
R811
100R
R805
100K / 2W
F5101
400mAT
Q803
IXFN60N80P
Ausgang
J804
1
2
+
R812
47K
+
R816
PR02 330K
R??
PR02 150K
R814
33R
D??
1N4007
C813 C814
100uF 400V 100uF 400V
R813
PR02 150K
+
D808
P6KE12
C809
10uF 600V
DS5102
LAMP NEON
+
D809
BZT03C150
C812
C810
20uF 600V 1uF/630V
D810
BZT03C150
D811
BZT03C51
R807
PR02 680K
C811
330uF 100V
D805
1N4007
R809
PR02 1M
R810
100R
+
D806
BZT03C68
Q801
BC547C
Q802
FQP5N80
D807
1N5244
14V
R808
10K
Die Schaltung des 350V-Moduls
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
Gegenüber der Schaltung des 450V-Moduls wurden die folgenden Änderungen vorgenommen:
-
Die Werte der Ladekondensatoren wurden, gegenüber den ursprünglich für die 450V-Baugruppe
vorgesehenen Werten, um näherungsweise den Faktor 3 erhöht, um dem dreifachen Nennstrom
Rechnung zu tragen.
-
Die Vorwiderstände der Glimmlampen (R806 und R816) wurden von 470kOhm auf 330kOhm
reduziert.
-
Die Ausgangskondensatoren C813 und C814 wurden von 20uF/600V auf 100uF/400V geändert.
-
Die Zenerdioden D809 und D810 wurden von 200V Durchbruchsspannung auf 150V
Durchbruchsspannung geändert.
-
Der Wert von R813 und R?? wurde von 220kOhm auf 150kOhm reduziert.
-
R811 wurde nachträglich von 10 auf 100 Ohm erhöht, womit sich auch mit dem MOSFET
IXFN60N80P eine (jedoch mit Trafo-Sekundärspannung 300V) experimentell bestätigte Sicherheit
gegen vor dem Hochlaufen der Spannung vorhandenen Kurzschlüssen ergab. Beim Nennstrom
von 300mA ergibt sich an R811 ein Spannungsabfall von 30V.
Der Wert von R807 wurde nicht proportional zur gegenüber der 450V-Versorgung geringeren
Eingangsspannung reduziert, womit sich für die 350V-Versorgung eine längere Verzögerungszeit als
für die 450V-Versorgung ergibt, dies sollte bei einem Neuentwurf korrigiert werden.
Über dem MOSFET sollen im Worst-Case noch 6V abfallen. Damit ergibt sich eine minimale
Eingangsspannung von 350V + 6V + 30V = 386V bei 10% Netzunterspannung.
Hieraus folgt ein Scheitelwert der Trafo-Sekundärspannung von 386V / 0,92 = 420V bei 10%
Netzunterspannung. Dies entspricht einem Effektivwert von 420V / 1,41 = 298V bei 10%
Netzunterspannung. Damit folgt eine Trafo-Sekundärspannung von 298V / 0,9 = 331V bei nomineller
Netzspannung.
In den Prototyp wurde jedoch ein kostengünstiger Standard- Trafo des Typs Bürklin 12 C 150 mit einer
Sekundärwicklung 300V / 120mA eingebaut, was für das Testen von zwei Summenkanälen unter
Normalbedingungen ausreichte.
Bei 5% Netzüberspannung ergäbe sich, mit einer nominellen Trafo-Sekundärspannung von 330V und
einem Ausgangsstrom von 300mA die folgende Verlustleistung:
Die Ausgangsspannung des LC-Filters ist: 330V * 1,05 * 1,41 * 0,92 = 450V
Der Spannungsabfall an R811 ist: 300mA * 100 Ohm = 30V
Über dem MOSFET verbleiben: 450V – 30V – 350V = 70V.
Es entsteht eine Verlustleistung von 70V * 0,3A = 21W
Die Sperrschichttemperatur soll, bei einer Umgebungstemperatur von 55°C, 125°C nicht
überschreiten. Daraus folgt ein maximaler Wärmewiderstand von (125°C – 55°C) / 21W = 3,33 °C/W
vom Chip zur Umgebung.
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
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Realisierung
Der interne Wärmewiderstand des MOSFETS ist 0,13 °C/W. Damit verbleiben 3,33 °C/W – 0,13 °C/W =
3,2 °C/W für das Kühlelement. Dies wird dadurch erreicht, daß der (im isolierten Gehäuse befindliche)
MOSFET auf die Montageplatte des Gehäuses montiert wird.
Die Baugruppen zur Anodenspannungsversorgung
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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
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Realisierung
Die Baugruppen zur Anodenspannungsversorgung wurden mit der Baugruppe für die Bereitstellung
der negativen Versorgungsspannung für die Differenzverstärker in einem Gehäuse zusammengefaßt:
Das Gehäuse mit den Baugruppen zur Anodenspannungsversorgung
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Realisierung
Die Ergänzung und Modifikation der Stromversorgung zum Test der
Differenzverstärker-Baugruppen.
Die Zusammenfassung der benötigten Spannungen und Ströme.
Summenmodul mit Kathodenfolger
+450V
-120V
12,6V @ GND
12,6V @ +250V
2* 10 mA =
20mA
2 * 4,4mA = 8,8mA
2 * 1,76mA = 3,5mA
-----------32,3 mA
Ausgangsstufe
2. Diff-Stufe
1. Diff-Stufe
8,7mA
2 * 4,4mA = 8,8mA
2 * 1,76mA = 3,5mA
-----------21,0mA
Referenzquelle
2. Diff-Stufe
1. Diff-Stufe
Summe
Summe
0,9A (zwei Stromkreise, siehe Korrektur)
0,3A
Hauptsummentreiber
+350V
4 * 2,8mA=
-120V
+5V
12.6V @ GND
12,6V @ +160V
4 * 10mA=
11,2mA
4,4mA
1,76mA
-----------17,4mA
Kathodenfolger
2.Diff-Stufe
1.Diff-Stufe
4,4mA
1,76mA
-----------6,2mA
2.Diff-Stufe
1.Diff-Stufe
Summe
40mA
VACTROL-Koppler
Summe
0,3A
0,3A
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Klangsteller
+350V
-120V
12.6V @ GND
12,6V @ +160V
2 * 2,8mA=
5,6mA
4,4mA
1,76mA
-----------11,8mA
Kathodenfolger
2.Diff-Stufe
1.Diff-Stufe
4,4mA
1,76mA
-----------6,2mA
2.Diff-Stufe
1.Diff-Stufe
Summe
Summe
0,3A
0,15A
Für ein Kanalmodul, wie es für den Test der Differenzverstärkerbaugruppen verwendet wird, ergeben
sich somit die folgenden Stromaufnahmen:
+350V
-120V
+5V
12,6V @ GND
12,6V @ +160V
17,4mA
11,8mA
5,6mA
---------34,8mA
Hauptsummentreiber
Klangsteller
Signalweg-Baugruppe
6,2mA
6,2mA
---------12,4mA
Hauptsummentreiber
Klangsteller
40mA
20mA
---------60mA
Hauptsummentreiber
Signalweg-Baugruppe
0,3A
0,3A
---------0,6A
Hauptsummentreiber
Klangsteller
0,3A
0,15A
0,15A
---------0,6A
Hauptsummentreiber
Klangsteller
Signalweg-Baugruppe
Summe
Summe
Summe
Summe
Summe
Für zwei Kanalmodule ergeben sich die folgenden Stromaufnahmen:
+350V
-120V
+5V
12,6V @ GND
12,6V @ +160V
69,6mA
24,8mA
120mA
1,2A
1,2A
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Realisierung
Für zwei Kanalmodule und ein zweikanaliges Summenmodul ergeben sich die folgenden
Stromaufnahmen:
+450V
+350V
-120V
+5V
12,6V @ GND
12,6V @ +160V
12,6V @ +250V
32,3mA
69,6mA
45,8mA
120mA
1,2A
1,2A
0,3A
Diese Ströme können von den bereits vorhandenen Netzteilen (Ausnahme: für –120V wird eine
zusätzliche Baugruppe benötigt) bereitgestellt werden.
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Realisierung
Die Bereitstellungen der Versorgungsspannungen im Rahmen des
Testaufbaus.
Die Spannung +450V kann direkt bereitgestellt werden.
Die von den Differenzverstärker-Stufen benötigten Spannungen +240V werden lokal auf der
jeweiligen Baugruppe aus der 350V-Versorgung (Kanalmodule) und der 450V-Versorgung
(Summenmodul) abgeleitet.
Zur Bereitstellung der –120V-Spannung wird eine zusätzliche Netzteilbaugruppe aufgebaut. Diese
Spannung wird über den noch freien Pin 6 des Einschubsteckers des vorhandenen Summenmoduls
geführt.
Um eine negative Versorgungsspannung zu bekommen, wird der +120V-Ausgang der
Netzteilbaugruppe mit der Systemmasse verbunden, die –120V-Spannung wird dann an der Masse
der Netzteilbaugruppe abgegriffen.
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Realisierung
Der Detailentwurf und die Inbetriebnahme der –120V-Versorgung.
Die Schaltung wird für einen maximalen Ausgangsstrom von 50mA ausgelegt.
Es wird eine Leiterplatte verwendet, wie sie bereits für die vorhandenen positiven
Anodenversorgungsspannungen verwendet wurde.
Zunächst muß ein geeigneter Netztransformator gefunden werden, der idealerweise in die schon
vorhandenen Befestigungspunkte auf dem Chassis paßt.
Geeignet ist der Typ US50B mit einer Ausgangsspannung von 115V und einer Leistung von 50W im
Kern M74 (Bürklin 40 C 120, Seite 211 im Katalog 06/07)
Es ergibt sich eine Ausgangsspannung von nominell 115V * 1,41 = 162V, bei –10% Netzspannung
verblieben noch 145V, womit sich eine (für ein Experiment in jedem Fall ausreichende)
Spannungsdifferenz von 25V über MOSFET und Vorwiderstand ergibt.
Der Gleichrichterteil, bis zu R801, kann unverändert bleiben.
Der Aufwand bei dien Lade- und Siebkondensatoren kann deutlich reduziert werden:
Es können zwei Elkos 100uF/450V und 560uF/450V , die aus Restbeständen vorhanden sind,
verwendet werden
Es ergeben sich folgende Bestückungsänderungen:
-
C805: nicht bestückt
R802: Null-Ohm-Brücke
C806: 100uF/450V
-
C807: nicht bestückt
R804: Null-Ohm-Brücke
C808: 560uF/450V
„Vor“ der Drossel ergibt sich dann die folgende Welligkeit, wenn man 50mA entnehmen würde:
50mA * 10ms / 100uF = 5Vpp
R806 und R816, die Glimmlampen-Vorwiderstände, müssen verringert werden:
-
R806, R816 = 100K
Um eine zu lange Verzögerungszeit des Timers zu vermeiden, muß die Schwellspannung von D806
von 68V auf 1/3 davon = 22V verringert werden.
-
D806 = BZT03C22
Die Reduzierung der Ausgangsspannung führt zu den folgenden, weiteren Änderungen von
Bauteilwerten:
-
D812 bis D813 werden nicht bestückt
-
D809 und D810 werden durch 0 Ohm-Brücken ersetzt
-
D811 wird durch BZT03C120 ersetzt.
Seite 3- 180
Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2008/9
Mischpult SILVESTRIS
Realisierung
-
C809 wird durch 10uF/250V ersetzt
-
C810 wird durch 1uF/250V ersetzt
-
C812 wird durch 22uF / 250V ersetzt
C813 wird mit 47uF/250V bestückt (vorhanden)
-
C814 wird mit 47uF/250V bestückt (vorhanden)
-
R813 wird (sinngemäß wie bei der 350V-Versorgung) mit 75K (bzw. 68k, da vorhanden) bestückt.
R814 wird (sinngemäß wie bei der 350V-Versorgung) mit 22R bestückt
-
R809 wird auf 100K reduziert.
D807 wird durch eine „normale“ Zenerdiode BZX55C15 ersetzt, da möglichst noch vorhandenes
Restmaterial genutzt werden sollte.
R811 wird mit 100R/12W bestückt, bei 50mA „verliert“ man dann 5V, der MOSFET ist jedoch gegen
Kurzschluß geschützt, da der maximal fließende Strom auf 1,6A beschränkt ist. Es wurde bereits
gezeigt, daß der IXFN60N80P auch bei wesentlich höheren Eingangsspannungen mit einem 100
Ohm-Serienwiderstand gegen Kurzschlüsse geschützt ist.
Bei 10% Netzunterspannung hätte man ungefähr noch die folgende Spannung über dem MOSFET,
wenn man den Nennstrom von 50mA aus der Baugruppe entnimmt.
-
Ausgangsspannung des LC-Filters: 145V
Abfall an 100 Ohm Kupferwiderstand der Drossel= 5V
Abfall an 100 Ohm Vorwiderstand R811 = 5V
Über dem MOSFET verbleiben:
145V – 5V – 5V - 120V = 15V.
Die Inbetriebnahme der Schaltung verlief ohne Auffälligkeiten.
Seite 3- 181
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Realisierung
Die folgende Abbildung zeigt die realisierte Schaltung:
Von Trafo
C801
1n 2kV
1
2
D801
D802
1N5408 1N5408
C803
1n 2kV
J801
1
2
1
2
R801
100R
1
2
L1
10H
C804
1n 2kV
R802
0R0
R804
0R0
R806
100K
1
2
C802
1n 2kV
DS5101
LAMP NEON
D803
D804
1N5408 1N5408
R803
+
100K / 2W
C808
650uF 450V
+
C806
100uF 450V
R811
100R
R805
100K / 2W
F5101
200mAT
Q803
IXFN60N80P
Ausgang
J804
1
2
+
+
R812
47K
R816
PR02 100K
R814
22R
D??
1N4007
C813 C814
50uF 250V 50uF 250V
R813
68K
+
D808
P6KE12
C809
10uF 250V
DS5102
LAMP NEON
+
D809
0R0
C812
C810
20uF 350V 1uF/250V
D810
0R0
D811
BZT03C120
R807
PR02 680K
C811
330uF 100V
D805
1N4007
R809
100K
R810
100R
+
D806
BZT03C22
Q801
BC547C
Q802
FQP5N80
D807
BZX55C15
R808
10K
Die Schaltung des -120V-Moduls
Seite 3- 182