Empfängerschaltung TDA 1072 - Rainers

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Die integrierte
AM-Etnpfängerschaltung
TDA1072
Tl830429
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~LVD
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Inhalt
ln der vorliegenden Technischen Information wird die integrierte Empfängerschaltung TDA 1072 behandelt, die alle für den AM-Empfang ·
erforderlichen aktiven Stufen enthält. Nach der Schaltungsbeschreibung , in der alle Funktionseinheiten der integnerten Schaltung besprochen werden, folgt eine ausführliche Erörterung der für die Empfangseigenschaften wichtigen externen Baugruppen, wie Vor- und
Oszillatorkreis sowie ZF- und NF-Filter, bei der auch allgemeine
Dimensionierungshinweise gegeben werden.
Oie Schaltungseigenschaften sind sowohl für die einzelnen internen
Stufen und externen Baugruppen als auch für eine typische Gesamtempfängerschaltung (Meßschaltung) in Form von Daten und Diagrammen angegeben . Außerdem werden für die wichtigsten Anwendungsfälle dimensionierte Empfängerschaltungen und eine bestückte Leiterplatte vorgestellt.
Der Anhang enthält schließlich Berechnungen und Angaben über die
durch die automatische Verstärkungsregelung verursachten nichtlinearen NF-Verzerrungen, über die Oimensionierung einer Empfängereingangsschaltung hinsichtlich eines optimalen Signal -RauschAbstandes am Empfängerausgang und über die Dimensionierung von
hybriden ZF-Filtern .
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Die integrierte
AM-Empfängerschaltung
TDA1072
Bearbeitet von H. Achterberg ,
nach Unterlagen von H. H. Feindt, C. H. Kohsiek und J.-A. Schuylenburg
Inhalt
1. Einleitung
2
Anhang
2. Schaltungsbeschreibung
2.1. Blockschaltung der AM -Empfängerschaltung
TDA 1072
2.2. Oszillator
2.3. Signalpegel , Verstärkung und Regelung
2.4. HF-Vorstufe und Miseher
2.5. ZF-Verstärker, Demodulator und
NF-Ausgangsstufe
2.6. Regelspannungsgewinnung und
Pegelanzeigeschaltung
2.7. SpannungsversorGung
2
A1 . Berechnung der durch die automatische
Verstärkungsregelung verursachten nichtlinearen
Verzerrungen der NF-Ausgangsspannung des
Empfängers
A 1.1. Einleitung
A 1.2. Klirrfaktorberechnung
A 1.3. Berechnung des Regelkoeffizienten a
aus der Regelkennlinie
A1.4. Ermittlung der Koeffizienten A und 8
aus der Regelkennlinie
A1.5. Übertragungsfaktor des Tiefpasses
in der Schaltung zur automatischen
Verstärkungsregelung
2
3
7
9
13
14
16
3. Externe Baugruppen
3.1. HF-Eingangsschaltung
3.2. Oszillatorschaltung
3.3. ZF-Selektion
3.3.1. ZF-Filtereigenschaften
3.3.2. Filterbauformen
3.3.3.
Keramikfilter
3.3.4. Hybridfilter
3.3.4.1. Grundschaltungen
3.3.4.2. Anpassung des ZF-Hybridfilters
an die integrierte Empfängerschaltung
TDA 1072
3.4. NF-Filter
17
17
19
21
21
23
23
24
24
4. Meßschaltung
31
5. Anwendungsbeispiele
33
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Technische Information
25
28
A2 . Dimensionierung der Empfängereingangsschaltungfür ein optimales Signal -Rausch Verhältnis am Empfängerausgang , gezeigt am
Beispiel einer Eingangsschaltung mit einem als
TI -Glied ausgelegten Vorkreis
A3. Berechnung und Dimensionierung von hybriden
ZF-Filtern
A3.1. Berechnung und Dimensionierung der
Grundschaltung 1
A3.2. Berechnung der Grundschaltung 1, jedoch
mit Schwingkreiserregung an einer
Spulenanzapfung
A3.3. Berechnung der Grundschaltung 2
38
38
38
39
40
40
40
43
43
45
46
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Vom Vorkreis des Empfängers gelangt das HF-Eingangssignal
über eine geeignete AnpaSsehaltung entweder als symmetrische Spannung über die Anschlüsse 14 und 15 oder als
gegen Masse unsymmetrische Spannung über den Anschluß 14
oder 15 an den Eingang der geregelten HF-Vorstufe. Im letzten
Fall muß der zweite HF-Eingang, Anschluß 15 bzw. 14, kapazitiv
an Masse gelegt werden.
1. Einleitung
Monolithisch integrierte HF-Empfängerschaltungen, in
denen ein mehr oder weniger großer Teil der aktiven Stufen
enthalten ist, gibt es schon seit einer ganzen Reihe von Jahren. Durch die rasch fortschreitende Halbleitertechnik ist es
gelungen , die Empfängerschaltungen weiterzuentwickeln und
ihre Eigenschaften so zu verbessern, daß sie auch in hochwertigen Empfängern eingesetzt werden können.
Die nachfolgende doppelt symmetrische Mischstufe wird
sowohl vom Ausgangssignal der HF-Vorstufe als auch vom
Signal des Oszillators angesteuert. Durch die Regelung der
internen Oszillatorstufe, die als frequenzbestimmendes Glied
einen externen, zwischen den Anschlüssen 11 und 12 liegenden Parallelschwingkreis benötigt, ist die Oszillatoramplitude
in einem weiten Bereich der Schwingkreisimpedanz und der
Schwingfrequenz konstant. Über eine Trennstufe kann das
Oszillatorsignal für Meß- und Anzeigezwecke am Anschluß 10
abgenommen werden .
Die integrierte Schaltung TDA 1072 ist eine derartige Empfängerschaltung zur Verarbeitung von AM-Signalen im Lang -,
Mittel- und Kurzwellenbereich. Sie ist als Einfach-Überlagerungsempfänger konzipiert und enthält alle für den HF-Empfang erforderlichen aktiven Stufen. Darüber hinaus ist sie mit
einer Stufe für die Abstimmanzeige (Pegelanzeige), einer Auskoppelstufe für das Oszillatorsignal und einem elektronischen
Stand-by-Schalter ausgestattet, so daß für die Realisierung
moderner AM-Empfängerkonzepte keine zusätzlichen externen Stufen erforderlich sind .
Die Schaltung TDA 1072 ist für ein konzentriert aufgebautes
externes ZF-Filter zwischen Miseher und ZF-Verstärker ausgelegt. Das am Anschluß 1 als Stromsignal zur Verfügung stehende ZF-Ausgangssignal der Mischstufe gelangt an den Eingang eines Blockfilters, in dem das durch die Mischung in
den ZF-Bereich umgesetzte Nutzsignal von anderen, nicht im
ZF-Nutzkanalliegenden Signalkomponenten befreit wird . Die
Ausgangsspannung dieses ZF-Biockfilters wird dem geregelten ZF-Verstärker über die Anschlüsse 3 und 4 zugeführt,
wobei Anschluß 4 den niederohmigen Bezugspunkt darstellt.
Damit in einer praktischen Empfängerschaltung die guten
Eigenschaften der Schaltung TDA 1072 auch in vollem Umfang zum Tragen kommen, ist von entscheidender Bedeutung , daß die externe Beschaltung richtig ausgelegt wird . Aus
diesem Grunde werden in der vorliegenden Technischen
Information nicht nur die integrierte Empfängerschaltung
TDA 1072 und deren Eigenschaften beschrieben, sondern es
werden auch die externen Baugruppen im einzelnen behandelt und zu deren Schaltungsauslegung sowohl praktische
Beispiele als auch Dimensionierungsanweisungen angegeben.
Auf den geregelten internen ZF-Verstärker folgt die aktive
Demodulatorstufe und eine NF-Verstärkerstufe. Zur Korrektur
des NF-Frequenzganges und zur Unterdrückung unerwünschter Signalkomponenten (z. B. des 5-kHz-lnterferenzsignals
beim Kurzwellenempfang) ist am Ausgang der NF-Verstärkerstufe, Anschluß 6, ein externes NF-Filter vorgesehen , dessen
Frequenzgang mit der ZF-Durchlaßkurve abgestimmt sein
sollte.
2. Schaltungsbeschreibung
Die im Ausgangssignal des Demodulators enthaltene Gleichspannungskomponente (Mittelwert des gleichgerichteten Trägers) wird intern verstärkt und dient sowohl als Regelspannung für die automatische Verstärkungsregelung als auch zur
Steuerung einer Anzeige für die HF-Signalstärke. Die Regelspannung wird, bevor sie zur HF-Vorstufe und zum ZF-Verstärker gelangt, durch einen RC-Tiefpaß mit zwei an den An schlüssen 7 und 8 liegenden externen Kapazitäten gesiebt.
2.1. Blockschaltung der AM- Empfängerschaltung
TDA 1072
Bei der AM-Empfängerschaltung TDA 1072 handelt es sich
um eine monolithisch integrierte Halbleiterschaltung, die alle
aktiven Stufen für die Signalverarbeitung in einem Überlagerungsempfänger für amplitudenmodulierte HF-Signale enthält.
Sie ist in einem Dual -in-line-Kunststoffgehäuse SOT-38 mit
16 Anschlüssen untergebracht.
Eine Treiberstufe, die mit der verstärkten Demodulatorausgangsspannung angesteuert wird, liefert am Anschluß 9 eine
zum Mittelwert des gleichgerichteten Trägers proportionale
Anzeigegleichspannung , wenn Anschluß 9 über einen geeigneten externen Arbeitswiderstand mit Masse verbunden ist.
Ein Instrument zur Anzeige der HF-Signalstärke kann einfach
in Reihe zum genannten, an die Instrumentenempfindlichkeit
angepaßten Arbeitswiderstand geschaltet werden .
Bild 1 zeigt die Blockschaltung mit einer äußeren Standardbeschaltung (ohne Vorkreis). Diese Schaltung stellt gleichzeitig
die Meßschaltung dar, auf die sich die meisten angegebenen
Daten und Meßergebnisse beziehen . Wechselspannungen
werden normalerweise im Effektivwert angegeben , und ein
Index 0 bei HF- und ZF-Signalen bedeutet, daß es sich um ein
unmoduliertes Signal handelt.
Die Spannung direkt am HF-Eingang der integrierten Schaltung wird mit Ui HF bezeichnet. Zum Vergleich der Empfindlichkeit von Empfängerschaltungen mit verschiedenen Eingangsimpedanzen ist es in einigen Fällen (z. B. bei Autoradios)
zweckmäßig, bestimmte Empfängereigenschaften nicht auf
die Spannung ui HF an den Eingangsklemmen der integrierten
Schaltung , sondern auf die Leerlaufspannung der (evtl. abgeschlossenen) Signalquelle zu beziehen. Für die Leerlaufspan nung (keine Belastung durch die integrierte Schaltung) wird
im folgenden, je nachdem, welche Schaltungsteile zur Signalquelle gezählt werden, die Bezeichnungen Ug oder U~nt = E'
verwendet.
~LVD
Durch die vorgesehene Stand -by-Schaltstufe läßt sich der
Nutzsignalweg in der Empfängerschaltung durch Abschalten
des Oszillators und des Demodulators sperren . Dazu ist es
erforderlich, entweder an den Anschluß 2 eine Spannung
U2116 ~ 3,5 V anzulegen oder diesen Anschluß offen zu lassen . Wenn die Spannung U2116 ~ 2 V ist, befindet sich die
Empfängerschaltung im aktiven Zustand .
Von der dem Anschluß 13 extern zugeführten Versorgungs spannung Up werden intern mehrere Hilfsspannungsquellen
abgeleitet.
2
Technische Information
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renzverstärkerstufe mit den Transistorpaaren T1,T1 und T2 ,T2
2.2. Oszillator
sowie dem Stromgenerator mit T3 . ln der Kollektorleitung von T2
liegt ein Parallelschwingkreis als Arbeitswiderstand . Durch die
vorgesehene Rückkopplung vom Kollektor des Transistors
T2 zur Basis des Transistors T1 erregt sich die Schaltung bei
der Resonanzfrequenz f0 des Schwingkreises , vorausgesetzt
die Schwingbedingung
Jeder Überlagerungsempfänger benötigt bekanntlich 'zur
Umsetzung des HF-Eingangssignals in den Zwischenfrequenzbereich ein Oszillatorsignal , das in einer geeigneten
Stufe erzeugt werden muß und dessen Frequenz in den unteren Empfangsbereichen meistens um die Zwischenfrequenz
über der Frequenz des HF-Eingangssignals liegt.
Die Prinzipschaltung des in der Empfängerschaltung TDA 1072
verwendeten amplitudengeregelten Oszillators ist in Bild 2
angegeben . Der eigentliche Oszillator besteht aus einer Diffe-
K· V= K· S· Rres = 1
(1)
ist erfüllt. Hierbei ist K der Rückkopplungsfaktor, der wegen
der direkten Rückführung den Wert + 1 annimmt, V die Span-
12
11
(Up -1,2 V)
geregelte
HF-Vorstufe
interne
Spannungsversorgung
geregelter
Oszillator
(Up-3 ,4V)
Anzeigetreiber
doppeltsymmetrischer
Mi scher
TDA1072
Us
Stand -b y Schalter
7
8
AM\
E;n/Aus
1
Bild 1. Blockschaltung der AM-Empfängerschaltung TDA 1072 mit einer externen Standardbeschaltung. Die hier angegebene Schaltungsauslegung stellt gleichzeitig die Meßschaltung dar, auf die sich die meisten später angegebenen Daten und Meßergebnisse beziehen.
Daten des externen ZF-Filters : Eingangsübertrager Tr: n 1 = 11, n2 = 31, 0 0 = 70, Spule 7 MN (C)
Transimpedanz
Z21 = 720 Q
Eingangsimpedanz
Z 11 = 5, 1 kQ
Abschlußwiderstand
RL = R1314 = 3 kQ
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Technische Information
3
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13
Upo--- - - - - - - - - . - - - - - - ,
Oszillatorspannung
120
I
I
60 f-- ·-r-
- -·
-
Oszillator
Amplitudenregelung
I
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5 10 4 2
5 10 5 (\)) 5
Resonanzwiderstand R res
gungsspannung Up) zu schwingen beginnt. Die Kapazität CL lädt
sich nun durch Gleichrichtung der Schwingspannung solange
auf, und die Ströme lc 5 , 13 und /EE sowie die Oszillatorsteilheit
nehmen solange ab, bis sich ein Gleichgewichtszustand eingestellt hat. Dieser ist dadurch gegeben , daß sich die Oszillatorschwingungsamplitude auf einen Pegel einstellt, bei dem
die Diode D1 gerade während der positiven Spitzen der Oszillatorspannung in den leitenden Zustand kommt. Durch einen internen, in Bild 2 nicht dargestellten Spannungsteiler, wird die
Amplitude der Oszillatorspannung am Anschluß 12 intern festgelegt. Der gewählte Wert beträgt U12116eff = 120 mV. Bild 3
zeigt die Abhängigkeit der Amplitude vom Resonanzwiderstand
Rres des Schwingkreises . Unterhalb von Rres : : : : 300 Q setzt die
Amplitudenregelung aus, bis Rres::::::: 100 Q werden jedoch die
Schwingbedingungen noch erfüllt.
(2)
I
wobei Ur= k T/q die Temperaturspannung mit k = 1,38 · 1Q-38
Ws/K Boltzmannkonstante, q = 1,60. 1Q- 19 C die Elementarladung und T die absolute Temperatur ist; für -Bu = 20 oc und
Ptot = 22 mA · 8,5 V = 187 mW ergibt sich bei der Schaltung
TDA 1072 eine Temperaturspannung Ur::::::: 26,5 mV.
Soll die Empfängerschaltung mit einem extern erzeugten
Oszillatorsignal betrieben werden, so kann dies durch Anlegen eines geeigneten Signals an den Anschluß 12 erfolgen,
wenn mit Hilfe einer externen Impedanz Z12111 <50 Q sichergestellt wird, daß die interne Schaltung sich selbst nicht erregen kann und die Stufe im richtigen Gleichspannungsarbeitspunkt arbeitet.
Zur Stabilisierung der Oszillatoramplitude muß also nur der
Strom lEEdurch eine Regelschaltung in geeigneter Weise verändert werden.
Im Oszillator der Empfängerschaltung TDA 1072 wird dazu
die Spannung am Emitter von T1, an dem das Oszillatorsignal
auftritt, über eine Gleichrichterschaltung, bestehend aus der
Diode D1 und der internen Ladekapazität CL, dem einen Eingang und die am Emitter von T2 liegende Gleichspannung
zum Vergleich dem anderen Eingang eines Differenzverstärkers mit den Transistoren T4,T5' zugeführt. Die Kollektorströme
der Transistoren T4 und T5 steuern über Stromspiegelschaltungen den Transistor T3 und damit die Steilheit der Oszillatorstufe, womit sich der Regelkreis schließt.
Die Oszillatorschaltung ist ausgelegt für einen Frequenzbereich zwischen600kHz und 60 MHzbei Schwingkreisimpedanzen zwischen 200 kQ und 500 n.
Der Gleichspannungsarbeitspunkt der Oszillatorstufe wird
durch die intern gegen die Versorgungsspannung stabilisierte
Spannung am Anschluß 11 festgelegt,
Ohne Versorgungsspannung Up oder bei einem Kurzschluß
zwischen den Anschlüssen 11 und 12 ist mit V= S Rres = 0
die Schwingbedingung (1) nicht erfüllt. Unmittelbar nach
dem Anlegen von Up oder nach Aufheben des genannten
Kurzschlusses liegt an der Basis von T5 die feste Spannung
UsT5 = Up- UsE und an der Basis von T4 wegen des Spannungsabfalls an der Diode D1 die kleinere Spannung
UsT4 ~ Up - 2 U8 E· Der TransistorT4 ist also praktisch gesperrt, der TransistorT5 dagegen leitend . Der Strom lc 5 und
damit auch der Strom /3 nehmen ihren maximalen Wert an, so
daß der Transistor T3 einen großen Strom liefert, was wiederum nach GI. (2) eine große Steilheit S der Oszillatorstufe
zur Folge hat: Die Anschwingbedingung ist erfüllt, so daß der
Oszillator (auch ohne ein e- plötzliche Änderung der Versor-
~LVD
rl·
I
-
10 2 2
"
I
Bild 3. Abhängigkeit des Effektivwertes der Oszillatorspannung
U 12116 am Anschluß 12 vom Resonanzwiderstand Rres des
zwischen Anschluß 11 und 12 liegenden Schwingkreises
bei einer Frequenz fosz = 1,5 MHz
nungsverstärkung und S die Steilheit des Differenzverstärkers
sowie Rres = 01(2 n f0 C) = 2 n f0 LO der Resonanzwiderstand des Schwingkreises (0 Schwingkreisgüte). Wenn die
Oszillatorstufe in einem großen Frequenzbereich, also mit den
verschiedensten Schwingkreisen als frequenzbestimmendes
Glied, ein Signal konstanter Amplitude liefern soll , ist es erforderlich, die Steilheit S des Differenzverstärkers automatisch
den äußeren Bedingungen gemäß GI. (1) anzupassen. Dies
ist leicht möglich, da die Steilheit S vom Strom /EE der Emitterstromquelle abhängt,
S= /EE
4 Ur
5
I
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l
Stand -byAbschaltung
Bild 2. Prinzipschaltung des geregelten Oszillators
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externer frequen zbestimmender
Schwingkreis
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/ j ~~u ·~ ~ ~
(mV)
Schaltspannung
Us
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j
1·:
u1 2!16eff
U11116 = Up = Up- 1,2 V .
(3)
Das Prinzip dieser Stabilisierungsschaltung zeigt Bild 4. Die
Gleichspannungsquelle am Anschluß 11 hat einen kleinen
Quellenwiderstand (R0 11 : : : : 2 Q) und kann mit Lastströmen
bis zu -/L 11 = 15 mA (aus Anschluß 11 herausfließende
Ströme) belastet werden .-Die für eine elektronische Wellenbereichsumschaltung erforderlichen Schaltdioden-Gieichströme
können daher dem Anschluß 11 direkt entnommen werden.
Wenn die gewünschte Polarität der Schaltdiodenströme nicht
mit der Polarität des gelieferten Stroms 111 übereinstimmt,
muß durch einen hinreichend großen Vorstrom, der durch
einen externen Widerstand zwischen Masse und Anschluß 11
erzeugt wird , dafür gesorgt werden , daß der Ausgangsstrom
4
Technische Information
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Die Schaltung TDA 1072 ist so ausgelegt, daß bei eingeschal tetem AM-Betrieb und bei Stand-by-Betrieb etwa die gleiche
Verlustleistung und damit auch die gleiche Chip-Temperatur
auftritt. Eine AM/FM-Umschaltung mit Hilfe des Stand-by-Betriebes ist nicht nur wegen der einfachen Realisierung , sondern auch deshalb so vorteilhaft, weil sich die Temperaturverhältnisse beim Umschalten nicht spürbar verändern und auf
diese Weise ein Einlaufen der Oszillatorfrequenz erheblich
reduziert wird . Das gilt insbesondere bei nicht exakter Tem peraturkompensation der frequenzbestimmenden Oszillatorschwingkreis-Bauelemente , die sich aus schaltungstechni schen Gründen in der Nähe der integrierten Schaltung befin den und von dieser thermisch beeinflußt werden können .
13
Am Anschluß 10 steht über eine Trennstufe mit Emitterfolgerausgang das Oszillatorsignal für Meßzwecke (Abgleich , Synthesizer-Abstimmschaltungen) weitgehend entkoppelt von
der eigentlichen Oszillatorschaltung zur Verfügung . Ohne
externe Beschaltung ist dieser Ausgang gesperrt, um unnötige Störspannungen im Gerät zu vermeiden . Am Anschluß 10
tritt die Oszillatorspannung auf, sobald dieser Anschluß über
einen externen ohmschen Widerstand mit Masse verbunden
wird .
Bild 4. Prinzipschaltung zur Stabilisierung der Versorgungsspannung
UP3 des Oszillators
Die Prinzipschaltung dieser Ausgangsstufe einschließlich der
externen Beschaltung ist in Bild 5 angegeben . Damit der
Emitterfolger arbeiten kann , muß durch einen externen Widerstand Rw116 ein Gleichstrompfad zwischen Anschluß 10 und
Masse vorhanden sein . Das Oszillatorsignal wird dagegen im
allgemeinen kapazitiv über einen genügend großen Kondensator Ck auf die externe Last RL (gesamter wirksamer Lastwiderstand) übertragen. Bei der Last kann es sich z. B. um
eine abgeschlossene Leitung handeln.
-111 immer positiv bleibt (d. h. aus dem Anschluß 11 herausfließt). Es ist zweckmäßig, den Anschluß 11 durch eine externe
Kapazität C11113 ~ 0,1 J..LF zwischen Anschluß 11 und 13 auch
für hochfrequente Lastströme genügend niederohmig zu
machen . ln einigen Sonderfällen kann es sinnvoll sein, diese
Kapazität zwischen Anschluß 11 und Masse zu schalten, um
z. B. den Oszillatorschwingkreis auf möglichst kurzem Wege
zu schließen . Erwähnt muß noch werden , daß bei einem Verbinden des Anschlusses 11 mit Masse oder dem Pluspol der
Versorgungsspannung die Schaltung nicht überlastet oder
gar zerstört wird .
Bei der Dimensionierung des Widerstandes Rw116 sind folgende Bedingungen zu beachten:
a) Der Gleichstrom, mit dem der Anschluß belastet werden
darf, beträgt - Iw ~ 2 mA.
Mit einer Schaltspannung UsamAnschluß 2 läßt sich, wie
schon erwähnt, der Oszillator für einen Stand-by-Betrieb
abschalten. Dies geschieht, indem der in Bild 2 angegebene
TransistorT6 leitend und durch Kurzschließen der Basis-Emitter-Strecke des Stromquellentransistors T3 die Oszillatorstufe
in den stromlosen Zustand gebracht wird .
b) Damit keine Übersteuerungen auftreten , muß der Äugenblickswert des Stroms - iw immer positiv sein .
Aus diesen beiden Forderungen fo[gt für den zulässigen
Bereich des Widerstandes R10116
Up- U\;
I!10Imax -
RE = Rw/16min
<
U,
oszm
<
R10116 max =
(4)
Up- U\;
=
Rw/16
(RL
+ RE + re)
(4a)
13
U p o-----~~----~----
(4b)
U0 5 z ss
120 II
=200mV
Die interne Pegelverschiebespannung UV beträgt UV = 4 V.
Da re zunächst unbekannt ist, läßt sich R10116max nur auf iterativem Wege ermitteln . Zu Beginn setzt man für re einen Wert
von ca. 30 nein.
UE=Up-U~=
=Up- UH-UsE= Up-4V
TDA 1072
Um Verlustleistung und Versorgungsstrom kleinzuhalten ,
wählt man für Rw116 aus dem zulässigen Bereich einen möglichst großen Wert, der zur Berücksichtigung der Schaltungstoleranzen jedoch etwa 30% unter dem maximal zulässigen
Wert liegen sollte ,
R10116 ~
Bild 5. Prinzipschaltung der Ausgangsstufe für eine externe Abnahme
des Oszillatorsignals am Anschluß 10. Die Beschattung des
Anschlusses 10 ist ebenfalls angegeben.
830429
Technische Information
0,7
Rw/16max ·
Mit dem ausgewählten Normwert Rw/ 16nor können dann
in einem zweiten Iterationsschritt Iw , re , Rwl16max sowie
5
~LVD
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-
0
.."......
-10
\,\"' \\ 1-"'
r - - - ..:le\\e.Y
.....
0<'-ö
f---
20lg ( St..1i/SM 1co)
(dB)
l 't
r- 6~/
-
11'
11'
9,5
14,0 16,9
d+B
dB
dB
f"'"
/
/
f"'"
/
/
/
-30
~'\
(~/
:<::-'l./
- 40
.,c,';.
1-
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/
1/
v,f
f
1--
~
/
f
f
/
0,1
~
§""
~ -
/
-60
e,L
~
~
-<-'lf
r-- -
10'
r- ~
0<:~~/
-50
f
2
10
100
Bild 6. Berechnete Werte der relativen Mischsteilheit 1]; = SM ;ISM 1oo einer mit einem kreuzgekoppelten Transistorquartett völlig symmetrisch
aufgebauten Mischstufe für die Grundwelle (i = 1, Empfangsfrequenz fe = fosz - fzF) und für die 3., 5. und 1. Harmonische (i = 3, 5, 7,
Empfangsfrequenz fe = i fosz- fzF) des Oszillatorsignals in Abhängigkeit von der Amplitude der Oszillatorspannung Uaszett am
Anschluß 12. SM 1oo bedeutet die Mischsteilheit für die Grundwelle bei sehr großer Oszillatorspannung. Die Größe SM 1oo läßt sich durch
die ., Mischsteilheit" SMooo bei der Oszillatorfrequenz Null (direkte Signalübertragung ohne Frequenzumsetzung, wenn als Oszillatorsignal eine große Gleichspannung verwendet wird) ausdrücken,
S
M1oo
S
=
SM1oo
MOoo SMOoo '
wobei SM 1ooiSMooo = 2 / n ~ -3,9 dB die Grunddämpfung für das Nutzsignal mit der Empfangsfrequenz fe = fosz- fzF gegenüber der
Signalübertragung ohne Frequenzumsetzung darstellt. Für gerade Harmonische (i = 2, 4, 6 . . .) des Oszillatorsignals verschwindet die
relative Mischtsteilheit 1]; im Idealfall, d. h. bei völlig symmetrischem Mischstufenaufbau Praktisch liegen hier die Dämpfungswerte bei
1]; = 0,01 ~ -40 dB.
a) Geringe Streuungen der Mischer-Arbeitspunkte mit einer Signalverstärkung für die Oszillator-GrundwellenUe = fosz- fzF) und einer Dämpfung für Oszillator-Oberwellen-Empfangsstellen Ue = i fosz- fzF). ln Bild 6 ist die
berechnete Mischsteilheit einer mit einem kreuzgekoppelten Transistorquartett aufgebauten Mischstufe (vgl. Bild 10)
für Grund - und Oberwellen des Oszillatorsignals in Abhängigkeit von der Oszillator-Signalamplitude angegeben .
0,7 R10116max berechnet werden , woraus sich dann evtl. ein
neuer Wert R10116nor ergibt. ln der Praxis reicht meist der
erste Iterationsschritt zur Ermittlung von R10116nor aus, da der
Spielraum im Wertebereich von R 10116 relativ groß ist.
Für die Oszillatorspannung Ua am Lastwiderstand RL
gilt schließlich unter den Voraussetzungen R 10116 ~ RL.
1/mosz ck ~ RL
I
Ua = Uosz R
RL
L+
R
E
+ re
b) Der Oszillator ist besonders geeignet für eine Abstimmung
mit Varicap-Dioden. Die Oszillatoramplitude wu·rde so
gewählt, daß Frequenzverwerfungen aufgrund der span nungsabhängigen Diodenkapazität weitgehend vermieden
werden.
(5)
.
Mit den Werten Up = 8,5 V, RE = 120 0, RL = 60 0 und
Uoszm = 100mVergibt sich z. B. im ersten Iterationsschritt
für
R 10116
R10/16min
der Wertebereich
= 2130 n <
R10/16
< 9450 n =
R10/16max
c) Die verwendete Oszi"llatorschaltung wurde so ausgebildet,
daß auf eine Ankopplung über Koppelspulen verzichtet
werden kann, so daß der Aufbau einfach ist und es leicht
ist, ein Schwingen auf parasitären Resonanzen zu vermei den . Wenn aus übergeordneten Gründen eine transformatarische Ankopplung des frequenzbestimmenden Gliedes
erforderlich ist, so kann selbstverständlich eine solche
Schaltungskonfiguration auch verwendet werden.
I
so daß als Normwert
R10116nor =
6,8 kO ~ 0,7
R10116max
in Frage kommt. Im zweiten Iterationsschritt ändert sich
etwas der obere Grenzwert R10116max. der gewählte Normwert
R10116nor kann jedoch beibehalten werden . Bei diesem Wert
beträgt - /10 = 0,65 mA und re = 41,5 0 . Für die Oszillatorausgangsspannung Ua am Lastwiderstand RL erhält man
damit
Uamm
= 2
Uam
d) Der Oszillator gibt wegen der geregelten kleinen Amplitude nur wenig Störstrahlung ab , insbesondere bei den
Oberwellen der Oszillatorfrequenz.
Das gemessene Spektrum der Oszillatorspannung am
Anschluß 12 ist in Bild 7a itn Nahbereich (f = fos z ±25kHz)
und in Bild 7b im Fernbereich (f= 0 ... 5 MHz) bei einer
Oszillatorfrequenz von 1,5 MHz dargestellt. Aus Bild 7a
geht hervor, daß die durch interne Rauschspannungen ver-
=54 mV .
Die in der Empfängerschaltung TDA 1072 verwendete Oszillatorstufe mit geregelter Amplitude hat im Zusammenhang mit
der benutzten Mischstufe folgende Vorteile:
~LVD
6
Technische Information
830429
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80 dB bis 90 dB. Die automatische Verstärkungsregelung
(AVR) sollte so dimensioniert werden , daß sich die NF-Ausgangsspannung bei konstantem Modulationsgrad im Eingangsspannungsbereich von Ui HF= 20 ~V (hier wird ein
Signalrauschverhältnis {(S + N)IN} von ca. 26 dB erreicht) bis
Ui HF= 500 mV nur wenig ändert. Wenn bei einem mittleren
Bezugspegel uj HF= 1 mV, bei einer Modulationsfrequenz
fmod =400Hz und einem Modu!Btionsgrad m = 30% am NFAusgang eine NF-Signalspannung von U0 NF = 300 mV auftritt, so befriedigt die Empfängerschaltung die; Empfehlungen
und Normen nach IEC und DIN.
a.
E
<{
Die Schaltung TDA 1072 erfüllt alle diese Forderungen . Da bei
dieser Schaltung auf die Demodulatorstufe eine NF-Verstärkerstufe folgt, steht am NF-Ausgang, Anschluß 6, unter den
oben genannten Bedingungen die geforderte NF-Spannung
von 300 mV zur Verfügung. Der Eingangsspannungsbereich
für ein NF-Ausgangspegelverhältnis von 2: 1 (~ 6 dB) beträgt
bei der Schaltung TDA 1072 UiHFmaxiUiHFmin = 500 mV/
16 ~V~ ca. 90 dB.
a)
fosz
-25kHz
kHz
fosz
=1,5MHz
Frequenz
Im Empfängerkonzept der Schaltung TDA 1072 ist ein externes konzentriertes ZF-Filter zwischen Mischerausgang und
ZF-Verstärkereingang vorgesehen . Geeignete Kompakt-ZFFilter lassen sich mit den z. Z. gebräuchlichen Keramikresonatoren aufbauen, und zwar entweder als "AIIkeramik"-Filter, die
nur aus Keramikresonatoren bestehen oder als Hybridfilter,
die zur Verbesserung der Selektivität zusätzlich zu den Keramikresonatoren ein oder mehrere LC-Kreise enthalten . Übliche Kennwerte von Keramikfiltern sind:
11
Abschlußwiderstände > ca. 1,5 kO, meist ca. 3 kO, Einfügungsdämpfung im Durchlaßbereich ca. 4 dB bis 6 dB.
Berücksichtigt man noch die notwendige Entkopplung zwischen Schwingkreis und den Resonatoren , so sollte die zu
wählende Transimpedanz
b)
7
Uo
(6)
L21o=lg
Frequenz
des Filters im Durchlaßbereich in der Größenordnung von
500 0 bis 800 0 liegen. Die Schaltung TDA 1072 wurde deshalb auf eine ZF-Filtertransimpedanz
Bild 7 Spektren der Oszillatorspannung U 12116 der AM-Empfangsschaltung TDA 1072 bei einer Oszillatorfrequenz fosz =
= 1,5 MHz (Oszillatorkreis C = 123 pF, L = 92 J.LH, Q = 66)
Z21o = 100 n
optimiert. Der Eingangswiderstand des ZF-Verstärkers sowie
Verstärkung , Regelhub und Regelbereich von HF-Vorstufe
einschließlich Miseher und ZF-Verstärker wurden diesen
Bedingungen angepaßt.
a) im Nahbereich f = fosz ± 25 kHz,
b) im Fernbereich f = 0 . .. 5 MHz.
Die Verstärkung von HF-Vorstufe und Mischstufe sollte möglichst so gewählt werden, daßtrotzder Dämpfung des ZF-Filters der ZF-Verstärker zum Gesamtrauschen nur wenig beiträgt und daher die rauschbegrenzte Empfindlichkeit der
Empfängerschaltung (z. B. q HF für (S + N)IN = 26 dB) praktisch nicht vom ZF-Verstärker beeinflußt wird . Diese Forderung ist hinreichend gut erfüllt, wenn bei etwa gleicher Schaltungstechnikder aktiven Schaltung an HF- und ZF-Verstärkereingang (etwa gleiche Eingangsrauschspannungen) der Nutzsignalpegel am ZF-Verstärkereingang bei kleinen Eingangspegeln, d. h. vor dem Regeleinsatz der HF-Vorstufe, um mindestens 10 dB höher ist als am HF-Eingang, es sollte also die
Beziehung
ursachte Frequenzmodulation des Oszillatorsignals sehr
gering ist: Mit zunehmendem Abstand von der Sollfrequenz fosz wird die Amplitude des Oszillatorspektrums
sehr schnell kleiner ; Signale mit einer Frequenzablage von
über 50 Hz sind gegenüber dem Signal mit Sollfrequenz in
der Amplitude stark (>55 dB) abgesenkt. Aus Bild 7b kann
entnommen werden , daß auf die Grundwelle Uosz) bezogen die Al!lplitude der ersten Oszillatoroberwelle (2 fosz)
ca. -63 dB und diejenige der zweiten Oberwelle (3 fosz)
ca. -58 d B beträgt.
2.3. Signalpegel, Verstärkung und Regelung
Vu1 (kleine Pegel)= Vu1 max = UiZF =
UiHF
= SMmaxZ21o~3 , 16~ 10dB
AM-Empfängerschaltungen werden so entworfen, daß Eingangssignalevon wenigen ~V bis ca. 1 V an der Antennenbuchse verarbeitet werden können. Hierzu sind geregelte Verstärker erforderlich mit einem Gesamtregelbereich von ca.
830429
Technische Information
(7)
gelten, wobei Vu1 die Spannungsverstärkung der HF-Vorstufe
7
~LVD
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und SM die Mischsteilheit des Mischers einschließlich HFVorstufe bedeutet,
mit
Vu 1 min =
SM = lo Misch
U iHF
~ V~ max =
~~; ~~~)
Vu1 max =
(
~~; :~~)
SM max
· Z21
o.
(9)
Für eine HF-Eingangsspannung U i HFmax = 500 mV, bei der
bei m = 80% der Gesamtklirrfaktor der Schaltung k ges ~ 3%
betragen sollte, ergibt sich mit den oben angegebenen
Werten
Für den notwendigen maximalen Wert der so definierten
Mischsteilheit ergibt sich damit die Bedingung
SM max
(
(?)
.
4,5 mA/V .
Ui ZFm ax =
L21Q
61 mV.
SM (kleine Pegel)= SM max = 5,5 mA/V
Um Schaltungstoleranzen , insbesondere des externen ZF-Fi lters aufzufangen, wurde die Empfängerschaltung TDA 1072 so
ausgelegt, daß bei m = 80% und einer ZF-Eingangsspannung
gewählt.
Ui ZFmax
Der Regelbereich der HF-Eingangsstufe stellt einen Kompromiß dar zwischen Großsignal- bzw. Kreuzmodulationsfestig keit, minimaler verwendbarer Versorgungsspannung und
Empfindlichkeit der Empfängerschaltung bei einem Signalrauschverhältnis {(S + N)IN} von ca. 50 dB. ln der Empfängerschaltung TDA 1072 wurde ein Regelbereich der Vorstufe
der Gesamtklirrfaktor
Bei der Schaltung TDA 1072 wurde ein Wert
Vu1
max1Vu1 min
=
(
gewählt. Damit ist es für eine gegebene maximale HF-Eingangsspannung ui HFmax möglich , die benötigte GroßsignalAussteuerfestigkeit des ZF-Verstärkers , d. h. die größte ZFVerstärker-Eingangsspannung zu ermitteln , bei der die Schal tung noch ohne stärkere Verzerrungen arbeiten muß. Da bei
maximaler HF-Eingangsspannung die HF-Stufe voll zurückgeregelt ist, gilt
HF
noch unter 3% liegt.
Vu zFmax )
_ (Vug esmax )
/ ( Vu1 max )
VuzFm in minVugesmin min
Vu1 min
·
Der Regelbereich des ZF-Verstärkers in der Empfängerschaltung TDA 1072 erfüllt mit VuzFmaxfVuzFmin > 1000 ~ 60 dB die
genannte Forderung gut, so daß noch ein ausreichender
Spielraum für Taleranzen bleibt.
Die Großsignalfestigkeit der Schaltung TDA 1072 wird nur
begrenzt durch die maximale Aussteuerfähigkeit der Vorstufe.
Der typische Wert der maximalen HF-Eingangsspannung
UiZFmax = U i HFm ax Vu1 min
Ua
kges
Der minimale Regelbereich des ZF-Verstärkers ergibt sieb
aus dem geforderten minimalen Regelbereich ( Vu ges maxi
Vu ges min)min der Gesamtschaltung , der bei > 15,8 · 1Q3 ~ 84 dB
liegt, dividiert durch den Regelbereich der Vorstufe,
31,6 ~ 30 dB
Vorseie k t ion,
Antennen anpassung
(TDA 1072) = 90 mV
ZF-Kompaktf i I I er
NF- Stufe
_..__
_..__
6
[>
U o NF
fosz
URef1
UAVR
interner
Spannungs stob i I i sator
Regelspannungsverstörker
7kll
8
7
I
I
Bild 8. Schaltungskonzept eines AM-Empfängers mit HF- und ZF- Verstärker, Mischer, Demodulator, NF- Verstärker und automatischer Verstärkungsregelung, nach dem die Empfängerschaltung TDA 1012 konzipiert ist
~LVD
8
Technische Information
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V/Vmax
0
1,0
1'\.
I'\
'1\
20 lgV/Vma x
(dB)
-10
.......
1\
0,8
\
0,6
0,5
0, 4
~
\
2 . ZF -Verstärkerstufe
\ HF-Verstärker \
stufe
i\
\
-2 0
l.ZF-Verstärkerstufe
\
\
\
0,1
0,08
\
0,06
0,05
0,04
\
\
'
- 30
0,2
0,15
\
\
0,3
0,03
Bild 9. Normierte Spannungsverstärkung Vui Vumax der HF-Vorstufe und der beiden ZF-Verstärkerstufen in Abhängigkeit von der HF-Eingangsspannung Ui HF
Die im Durchlaß betriebenen Dioden T3 und T4 wirken daher,
wie aus der Prinzipschaltung der HF-Vorstufe von Bild 11 hervorgeht, als ein Gegenkopplungswiderstand REE zwischen
den Emittern der Transistoren T 1 und T2, der vom Steuerstrom
/AvR HF abhängt. Bei Kleinsignalaussteuerung gilt näherungsweise mit /o = /AvR HF/2
beträgt bei m = 80% und fmod =400Hz für die Empfängerschaltung TDA 1072 bei
3%,
Ui HFmax = 0,6 V ,
kges = 10% '
ui HFmax:::::: 0,9 V .
kges =
und bei
Um nicht nur an den Grenzen, sondern auch innerhalb des
Eingangssignalbereiches gute Werte für den Signalrauschabstand und geringe Signalverzerrungen zu erreichen , wird die
automatische Verstärkungsregelung gestaffelt vorgenommen,
d. h. die drei Regelstufen werden nacheinander abgeregelt.
Dies wird, wie aus Bild 8 hervorgeht, dadurch erreicht, daß
jeder Regelstufe eine individuelle, von einer Referenzspannung URetabgeleitete Vorspannung zugeführt wird , die den
Regeleinsatzpunkt der Stufe bestimmt. Bild 9 zeigt die Abhängigkeit der normierten Verstärkungen der einzelnen Stufen in
Abhängigkeit von der HF-Eingangsspannung Ui HF· Man sieht,
daß mit steigender HF-Eingangsspannung zuerst die 2. ZFVerstärkerstufe ab Ui HF:::::: 15 ~V . dann die HF-Vorstufe ab
Ui HF:::::: 200 ~V und zum Schluß die 1. ZF-Verstärkerstufe ab
Ui HF:::::: 10 mV abgeregelt wird .
REE = roT3
+ roT4::::::
(11)
Mischer1 ousgong
.---------l~..,_-----n (über ex ternen Arbeitswiderstand
an Up)
Steuerspannung
vom Oszillator
über Trennstufe
Von der HF-Vorstufe wird verlangt, daß ihr Eigenrauschen
möglichst klein ist und daß sie ·ein gutes Großsignalverhalten
besitzt. Weiterhin muß sich die Verstärkung für die automatische Verstärkungsregelung im gewünschten Bereich durch
eine Steuergleichspannung verändern lassen.
Die in der Empfängerschaltung TDA 1072 verwendete Schaltung der HF-Vorstufe und der Mischstufe ist in Bild 10 in vereinfachter Forr:n dargestellt. ln diesen Stufen bilden die Transistoren T 1 bis T4 einen Differenzverstärker, dessen Verstärkung sich mit Hilfe eines Steuergleichstroms /AvR HF. der durch
die als Dioden geschalteten Transistoren T3 und T4 fließt, einstellen läßt.
Steuerstrom
für AVR
f-+--t------+----_.
Der differentielle Widerstand r 0 von Dioden, die im DurchlaBbereich arbeiten, hängt vom Durchlaßgleichstrom /0 ab,
14
(10)
Technische Information
·
Bei verschwindendem Steuerstrom /AvR HF= 0 sind die Dioden T3 und T4 gesperrt, so daß die Transistorstufen mit T1 und
T2 durch die Emitterwiderstände RE stark gegengekoppelt
sind und die Verstärkung am kleinsten ist. Mit zunehmendem
Steuerstrom /AvR HF sinkt REE . die Gegenkopplung wird kleiner und die Verstärkung steigt an . Der Regelhub der Stufe
hängt von den Emitterwiderständen RE . von der Basisvor-
2.4. HF-Vorstufe und Miseher
830429
4
LJr
1AVRHF
HF- Eingong
geregelte
HF- Vorstufe
15
Bild 10. Prinzipschaltung der HF-Vorstufe und des Mischers
9
~LVD
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und bei symmetrischer Ansteuerung
zu den Kollektorwiderständen
oder zur nächsten Stufe
(z . B. Mi scher)
für
Ui HFO < 300 ~V
bei
für
Ui HFO > 10 mV
bei
Zi 14/ 15 =
Zi 14/15 =
9 kQ,
18 kQ.
Die Rauscheigenschaften der Empfängerschaltung , die vor
allem von der HF-Vorstufe bestimmt werden , lassen sich am
einfachsten durch die Abhängigkeit der Rauschzahl
T1
F = Eingangsstörabstand =
Ausgangsstörabstand
auf den Eingang bezogene Ausgangs-Stär-Rauschleistung
dem Eingang zugeführte Stär-Rauschleistung
(13)
bzw. des Rauschmaßes
F* (d B)
Bild 11. Zum Prinzip der elektronischen Verstärkungseinstellung mit
einem elektrisch steuerbaren, variablen Widerstand REE zwischen den Emittern der Transistoren einer Differenzverstärkerstufe
=
10 lg F
(13a)
vom Generatorwiderstand R9 beschreiben. Die Rauschspannung UrRg am Generatorwiderstand ist gegeben durch
UfRg = 4 k Tbr R9
mit
spannung U8 und vom Variationsbereich des Steuerstroms
/AVR HF ab .
(14)
k = 1,38 · 1o - 23 Ws/K, Boltzmannkonstante,
T absolute Temperatur,
Vom Regelzustand , d. h. vom Steuergleichstrom /AvR HF hängt
aber nicht nur die Verstärkung , sondern auch die Großsignalfestigkeit der Stufe ab :
br effektive Rauschbandbreite.
Da bei AM -Rundfunkempfang der Vorkreis am HF-Eingang
üblicherweise auf Resonanz abgestimmt ist und verglichen
mit der ZF-Bandbreite eine große Bandbreite hat, genügt es
für die vorgesehenen Applikationen als AM -Empfängerschaltung nur reelle Generatorwiderstände zu betrachten . ln Bild 12
ist die Abhängigkeit des Rauschmaßes F* vom Generatorwiderstand bei unsymmetrischer Ansteuerung für die Empfängerschaltung TDA 1072 angegeben . Bei der Messung der
Rauschzahl wurde durch einen Schwingkreis am Eingang der
integrierten Schaltung dafür gesorgt, daß, wie bei praktischen
Empfängerschaltungen, die vom Generatorwiderstand im
Spiegelfrequenzbereich liegenden Rauschsignale nicht zur
Wirkung kommen .
a) Bei leitenden Dioden T3 und T4 , d. h. großer Verstärkung,
entspricht die Aussteuerkennlinie der Eingangsstufe derjenigen eines Differenzverstärkers mit zwei zusätzlichen, in
Durchlaß betriebenen Dioden zwischen den Emittern der
Transistoren T1 und T2 (vgl. Bild 11 ). Im Vergleich zum einfachen , nicht durch zusätzliche Dioden gegengekoppelten
Differenzverstärker erhöht sich hier, bezogen auf gleiche
nichtlineare Verzerrungen , die Eingangsspannung auf das
Doppelte(~ 6 dB).
b) Bei gesperrten Dioden T3 und T4 • d. h. kleiner Verstärkung
(untere Grenze des Regelbereiches). wird die AussteuerWenn der ZF- und der NF-Verstärker keinen Beitrag zum Gefähigkeit durch den Gleichspannungspegel an den Emitsamtrauschen liefert, können die Rauscheigenschaften der
tern der Transistoren T1 und T2 bestimmt, der wiederum
von der Basisvorspannung dieser Transistoren abhängt. Die Schaltung durch eine äquivalente Eingangsrauschspannungsquelle Uräq und eine äquivalente Eingangsrauschstromquelle
intern gewonnene Basisvorspannung Us (=4 UsE ~ 2,8 V)
lräq beschrieben werden . Der Eingangsrauschspannungsgelangt, wie aus Bild 10 hervorgeht, über interne Vorwiderquelle und der Eingangsrauschstromquelle lassen sich mit Hilfe
stände Rb an die Basen von T1 und T2 . Die Schaltung
TDA 1072 kann bis zu einem Modulationsgrad m = 0,8 HFSignale noch einwandfrei verarbeiten , solange die unmodulierte, unsymmetrisch zugeführte HF-Eingangsspannung
am Anschluß 14 oder 15 gegen Masse unter einem Wert
16
von
F*
Ui HF Omax
3 Us E
~ V2 {1 + m) ~ 0,8 V
(dB)
(12)
12
'
I
'\..
'\..
liegt.
8
'\..
Bei der gewählten Schaltung der HF-Eingangsstufe ist keine
externe Basisvorspannungsquelle erforderlich , und das
Signal kann auf einfache Weise dem HF-Eingang kapazitiv
oder induktiv zu~eführt werden.
5
Die Eingangsimpedanz Zi HF der HF-Vorstufe ist vom Regel zustand und damit in der Gesamtschaltung von der HF-Eingangsspannung Ui HF abhängig . Die Nennwerte der Eingangsimpedanz liegen
für
uj H FO < 300 ~V
ujHFO > 10 mV
~LVD
bei
bei
Zi 14 = Zi 15 =
Zi 14 = Zi 15 =
0,1
r-...
.....
--
/
",.
10
B ild 12. Abhängigkeit des Rauschmaßes F * vom Generatorwiderstand R9 bei der Schaltung TDA 1012, gültig bei unsymmetrischer Signalansteuerung am HF-Eingang und bei kleinen
HF-Eingangsspannungen. Dargestellt ist die nach GI. (11)
berechnete Abhängigkeit mit R9 u = 1150 .Q, R91 = 3 150 .Q
und r = 0, die von den Meßpunkten nur wenig abweicht.
bei asymmetrischer Ansteuerung
für
/
/
6 kOII6 pF,
9 kOII2.5 pF
10
Technische Information
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der folgenden Beziehungen (rauschende) Generatorwiderstände R9 u bzw. R91 zuordnen,
Ufäq = 4 k Tbr R9 u,
Signalspannung UisOHF für ein bestimmtes Signalrauschverhältnis am Ausgang)
(15)
/faq = 4 k T brfRgl .
U
JsOHF
(16)
Rg
+ §.. + 2 r, ~
VA; ·
Rgl
(17)
wobei r der Korrelationskoeffizient zwischen der äquivalenten
Strom- und der äquivalenten Spannu0gsrauschquelle ist. Die
in Bild 12 angegebene Abhängigkeit der Rauschzahl F vom
Generatorwiderstand R9 läßt sich durch die Beziehung (17)
mit den Werten
R9 u = 1,15 k.Q ,
R9 1 = 3,15 k.Q,
r
~
0
mit befriedigender Genauigkeit darstellen.
Wird der Ausgangsstörabstand am NF-Ausgang gemessen,
so kann die effektive Rauschbandbreite aus der Übertragungskurve über alles
u" (f.mod ) -_ mUaNF
11
UjHF
00
brNF
= ü2
~fsig)J ü 2 Umod) d fmod.
2
r
g
-
(22)
An dieser Stelle muß noch darauf aufmerksam gemacht werden, daß die Rauscheigenschaften der Gesamtschaltung sich
nicht durch zwei äquivalente Eingangsrauschquellen und den
externen Generatorwiderstand beschreiben lassen, sobald
die aktiven Stufen hinter dem ZF-Filter, also ZF-Verstärker,
Demodulator und NF-Verstärker, einen merklichen Anteil zum
Ausgangsrauschsignal beitragen . Die Gin. (15) bis (22) sind
dann nur als mehr oder weniger genaue Näherungen verwendbar. Rauschsignale, die von diesen Stufen herrühren,
werden nämlich mit einer anderen wirksamen Bandbreite
übertragen als Rauschsignale, die vom Generatorwiderstand
R9 , von der HF-Vorstufe oder vom Miseher stammen . Bei
exakter Rechnung müssen deshalb die verschiedenen
Rauschband breiten , die für die Übertragung der einzelnen
Rauschsignale maßgebend sind , berücksichtigt werden .
Für die Anwendung der Gin. (21 }, (21 a) und (22) muß noch
eine weitere Voraussetzung erfüllt sein: Es ist erforderlich,
daß die Rauschzahl F wenigstens in dem zur Diskussion
stehenden Eingangsspannungsbereich unabhängig von der
HF-Eingangsspannung Ui ist, da sonst die zugrundegelegte
Proportionalität zwischen Generatorspannung U9 und SignalRausch-Verhältnis {S/N} nicht besteht.
(18)
ermittelt werden,
br = 2
kTb R F [{S +NN} 1]
ermittelt werden. {SIN} bzw. {(S + N)IN} ist hierbei eine symbolische Schreibweise für das in GI . (21) und (21 a) erklärte
Signal-Rausch-Verhältnisses und Ri HF der HF-Eingangswiderstand der integrierten Schaltung . Der Index s bedeutet
"Signal", der Index r "Rauschen" und der Index 0, daß die
Spannung (Effektivwert) beim= 0 gemessen wird .
Unter den genannten Bedingungen gilt dann für die Rauschzahl F die Beziehung
F = 1 + Rgu
= Rg + Ri HF, f4
m RiHF VL
(19)
0
fsig bedeutet hierbei die Modulationsfrequenz des Nutzsignals, auf die die Messung bezogen wird . Bei der in Bild 1
angegebenen Meßschaltung für die Empfängerschaltung
TDA 1072 beträgt z. B. die Rauschbandbreite br = 3,2 kHz.
Bei der Schaltung TDA 1072 beträgt die Empfindlichkeit
bei einem Generatorwiderstand R9 = 50 Q , einem Modulationsgrad m = 0,3 und einem Signal-Rausch-Verhältnis
{S+ N)IN} = 20 ~ 26 dB
Die kleinste Rauschzahl tritt, wie sich durch Ableiten der
GI. (17) sofort ergibt, bei einem Generatorwiderstand
UgsO ~ UisO
RgFmin
= yR9 u R 9 1 ~ 1900 Q
(20)
Für andere Generatorwiderstände R9 kann die Empfindlichkeit
mit Hilfe des Bildes 13 ermittelt werden. Dort ist das Verhältnis der erforderlichen Spannungen U 950 und Ui~o für ein konstantes Signal-Rausch-Verhältnis beim Generatorwiderstand
R9 zu den entsprechenden Spannungen bei R9 =50 Q im
logarithmischen Maß aufgetragen. Außerdem kann man direkt
das Verhältnis Uiso/U95 o im logarithmischen Maß in Abhängigkeit von R9 ablesen, das von dem durch die Widerstände
Ri und R9 gebildeten Spannungsteiler bestimmt wird . Bei
R9 = 2 k.Q ist z. B. die erforderliche Eingangsspannung für
ein gegebenes Signal-Rausch-Verhältnis um 3,2 dB größer
als bei R9 =50 Q, die Empfindlichkeit beträgt dann also für
{(S + N)IN} = 20 ~ 26 dB Uisü = 1,45 · 20 !!V= 29 ~V . Die
zugehörige Generatorspannung ist nach Bild 13 um 2,5 dB
größer und nimmt damit den Wert U950 = 1,33 · 30 ~V= 40 ~V
an .
Unter den oben angegebenen Voraussetzungen kann aus der
Rauschzahl F·das Signal-Rausch-Verhältnis am Schaltungsausgang
b {s +N N}
ZW .
m
UgsOHF
4 k T br R9 F
= ,
I U3s + u&r =
V
U~r
(21)
Die Mischstufe der AM-Empfängerschaltung besteht gemäß
Bild 10 aus einem Transistorquartett T5 bisT8 . Durch gegenphasige Ansteuerung der Basen der Transistorpaare T5 , T6
und T7 , T8 mit dem Oszillatorsignal sowie der zusammengeschalteten Emitter der Transistorpaare mit den Kollektorströmen der HF-Vorstufe entsteht ein Vierquadrantenmultiplizie-
(21a)
und die Empfindlichkeit (d . h. die erforderliche Eingangs-
830429
Technische Information
~V,
wobei die Definition der Generatorspannung U9 und der Eingangsspannung Ui aus Bild 1 hervorgehen.
auf. Zu beachten ist, daß bei Ankopplung einer externen vorgegebenen Signalquelle über ein Anpaßglied an den Eingang
der aktiven Empfängerschaltung nur dann das größte SignalRausch-Verhältnis am Ausgang bei RgFmin auftritt, wenn eine
rein transformatarische Anpassung vorliegt. Bei Ankopplungen, bei denen der für die integrierte Schaltung wirksame
Generatorwiderstand R9 nicht von der Wurzel des Übersetzungsverhältnisses der AnpaSsehaltung abhängt, tritt das
günstigste Signal-Rausch-Verhältnis im allgemeinen bei
einem von RgFmin abweichenden Wert des Generatorwiderstandes R9 auf (vgl. Anhang, Abschnitt A2).
_Uos _
{§_}
N - Vor -
= 20
11
~LVO
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-
I I
I I
I I
y 20
(dB)
16
drückung verschlechternden Unsymmetrien trägt auch die
HF-Vorstufe bei, und zwar besonders , wenn sie asymmetrisch
angesteuert wird . Die ZF-Unterdrückung ist deshalb bei sym metrischer Ansteuerung größer als bei asymmetrischer An steuerung am HF-Eingang . Typische Werte für die ZF-Unterdrückung der Schaltung TDA 1072 sind
~
/
/
y:20lg UgHF(Rg)/UgHF (50 11)
{5 ~ N
}= const.
12
"'-.. ""- ")'
II
{S•N}
/
8
~
/
/
--4
........
~
N
I I
l l
II I I
II II
= const .
'r-...
.........
"-...
0,1
10
Rg ( kll)
Bild 13. Die Spannungsverhältnisse UgHF (R9 )1UgHF(50t2) und
U; HF (R9 )1U; HF (50 Q) bei konstantem Signal-Rausch- Ver- ·
hältnis {(S + N)I N) und asymmetrischer HF-Signalankopplung sowie das Verhältnis U; HF/ U9 HF in Abhängigkeit vom
Generatorwiderstand R9 am HF-Eingang, gültig für die integrierte Schaltung TDA 1072 bei einem HF-Eingangswiderstand Rt4116 = RiHF = 6 kü UgHFist die HF-Generatorspannung und U;HF = U 14116 die HF-Eingangsspannung direkt an
der integrierten Schaltung (siehe Bild 1). U9 HF (50 Q) und
U; HF (50 Q) sind die entsprechenden Spannungen bei einem
Generatorwiderstand R9 = 50
26 dB
bei symmetrischer Ansteuerung
azF = 100
~
40 dB .
Auf eine symmetrische Signalauskopplung wurde bei der
Mischstufe bewußt verzichtet, da diese eine aufwendige
Außenbeschaltung (Ausgangskreis mit Mittelanzapfung)
benötigt hätte.
Bei der hier verwendeten Schaltung muß allerdings beachtet
werden, daß der Mischerausgangskreis (1. ZF-Filterkreis) von
einem Gleichstrom /1 = 1 mA durchflossen wird und deshalb
bei ungünstigem Aufbau (zu geringer Luftspalt im Ferritkern
der Spule) Vormagnetisierungseffekte auftret~o._ k_önnen, die
eine Verringerung der Kreisgüte und nichtlineare Verzerrungen im NF-Signal verursachen. Bei Beachtung der genannten
Fakten lassen sich aber diese Probleme ohne Schwierigkeiten vermeiden.
Weiterhin ist bei der Dimensionierung des ZF-Filters darauf
zu achten, daß der Aussteuerbereich am Mischerausgang ,
Anschluß 1, begrenzt ist. Bei Verwendung eines LC-Kreises
am ZF-Filtereingang mit praktisch vernachlässigbarem
Gleichstromwiderstand wird auch innerhalb der Toleranzbereiche der Schaltung die im Datenblatt spezifizierte GroSsignalfestigkeit erreicht, wenn die Eingangsimpedanz des
ZF-Filters Z11 ;;;; 7 kQ gewählt wird .
Aufgrund der doppelt symmetrischen Anordnung des
Mischers werden am Ausgang sowohl das Oszillatorsignal
und dessen Oberwellen, als auch das HF-Eingangssignal
unterdrückt. Diese Unterdrückung ist insbesondere für Eingangssignale mit ZF-Frequenzen wichtig, weil derartige, die
Mischstufe passierenden Signale vom nachfolgenden ZF-Fil ter nicht abgeschwächt werden . Man gibt daher die Unterdrückung des Eingangssignals, das die Mischstufe direkt
durchläuft, meist als ZF-Signalunterdrückung
Die Mischsteilheit
SM=
(23)
lozF
UiHF
(24)
(extern sind nur HF-Vorstufe und Mischstufe zusammen der
Messung zugänglich) und die Stärke der Nebenempfangsstellen (Störempfangsstellen), die durch Oberwellen im Oszillatorsignal verursacht werden , hängen von der Amplitude des
Oszillatorsignals ab . Mit sinkender Oszillatoramplitude nimmt
zwar die Stärke der Nebenempfangsstellen ab, jedoch wird
auch die Mischsteilheit kleiner, so daß die Rauschzahl
ansteigt.
= mNutz
an , wobei UiStör ein Störsignal am HF-Eingang mit ZF-Frequenz und Ui Nu tz ein Nutzsignal an gleichem Eingang ist, auf
das der Empfänger abgestimmt ist. Nutz- und Störsignal
haben den gleichen Modulationsgrad mundzur Ermittlung
von a wird das Verhältnis von Eingangsstörsignal Ui stör zum
Eingangsnutzsignal Ui Nutz bestimmt, bei dem das NF-Ausgangsstörsignal U0 NFStör mit dem NF-Ausgangsnutzsignal
U0 NF Nutz übereinstimmt. Es handelt sich hierbei um eine
Einsendermeßmethode.
Zur Definition der Unterdrückung von Nebenempfangsstellen
kann wieder die GI. (23) verwendet werden , wobei jetzt Ui Stör
die HF-Eingangsspannung bei einer Nebenempfangsstelle,
also bei einer Frequenz {j = i fosz - fzF (i ganz, > 1), und fosz
die Oszillatorfrequenz für das Nutzsignal ist ([j Nutz= fos z - fzF).
Für geradzahlige Harmonische des Oszillatorsignals (i gerade)
wird bei der Schaltung TDA 1072 wegen des symmetrischen
Mischeraufbaus eine hohe Unterdrückung von
Bei einem idealen Vierquadrantenmultiplizierer ist die ZFUnterdrückung (und auch die Unterdrückung des Oszillatorsignals) unendlich groß. Wegen Unsymmetrien, Nichtlinearitäten und direktem Übersprechen nimmt die ZF-Unterdrückung
in der Praxis jedoch endliche Werte an . Zu den die ZF-Unter-
~LVD
~
b) die Unsymmetrien der internen Differenzeingangsstufe herabgesetzt werden .
rer. Die Kollektorströme der beiden Transistoren T6 und T8
des Mischstufenquartetts fließen über den Anschluß 1 und
einen externen Arbeitswiderstand, der üblicherweise durch
den Eingangswiderstand des ZF-Filters gebildet wird, zur
positiven Versorgungsspannung Up, so daß die Ausgangsspannung der Mischstufe am Anschluß 1 auftritt. Zwischen
Anschluß 1 und der positiven Versorgungsspannung muß
also eine galvanische Verbindung vorhanden sein .
i Nutz mstör
20
a) durch Gleichstromkurzschluß zwischen den Anschlüssen
14 und 15 Offset-Fehler der Eingangsstufe verringert und
n.
Uistör I UoNFStör = UoNFNutz
a = -U--
azF =
Der angegebene Wert der ZF-Unterdrückung bei symmetrischer Ansteuerung gilt für induktive Ankopplung , bei der die
sekundärseitige Koppelspule zwischen den Anschlüssen 14
und 15 liegt. Ein weiterer Symmetrieranschluß ist nicht erforderlich, da die Symmetrierung in diesem Fall automatisch
durch die Widerstände Rb erfolgt, über die die Vorspannung
U8 zugeführt wird . Diese Art der Ankopplung ist so vorteilhaft,
weil
I'
I I
bei asymmetrischer Ansteuerung
und
-;--
y = 20 lg U;HF/UgHF
5
-
~-- -<:y =20lg U;Hf(Rg)/U ;HF (50\/)
- 8 _R;HF=6 kll
- 12
..--
12
Technische Information
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agerade > 100
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~
Das NF-Filter der Meßschaltung hat z. B. eine 3dB-Grenzfrequenz von 2 kHz und dämpft Signale von 9 kHz bereits
um 17 dB. Die NF-Ausgangsspannung der Meßschaltung
beträgt U0 NF = 300 mV bei einer HF-Eingangsspannung
UioHF = 1 mV, einer Modulationsfrequenz von fmod =400Hz
und einem Modulationsgrad m = 0,3. Der Klirrfaktor kges des
NF-Ausgangssignals liegt typisch unter 0,5% bei einem
Modulationsgrad m ~ 0,8.
40 dB
erreicht. Die Unterdrückung a von Nebenempfangsstellen
beträgt dagegen für die 3., 5. und 7. Harmonische des Oszillatorsignals
~
3
fos z -
fzF
a3 =
3,5
{j = 5
fosz -
fzF
a5 =
7,1 ~ 17 dB
7
fosz -
fzF
a7=14,1 ~23dB
{j
{j
=
=
11 dB ,
und
.
Weitere Daten , die die Gesamtschaltung betreffen , findet man
in den Abschnitten 4 und 5.
2.5. ZF-Verstärker, Demodulator und
NF-Ausgangsstufe
Aus dem am Anschluß 1 der Schaltung TDA 1072 zur Verfügung stehenden Ausgangsstromsignal der Mischstufe wird
mit Hilfe eines externen Filters das ZF-Nutzsignal von anderen
unerwünschten Mischprodukten weitgehend befreit und anschließend dem internen ZF-Verstärker über die Anschlüsse 3
und 4 zugeführt. Am Anschluß 4 liegt intern eine auf Masse
bezogene stabilisierte Gleichspannung U4116 = 3 Us E ~ 2 V,
die das Gleichspannungsbezugspotential am ZF-Verstärkereingang darstellt. Der eigentliche ZF-Verstärker-Steuereingang,
Anschluß 3, erhält diese Vorspannung über einen internen
Widerstand Ri 314 = 3 kO vom Anschluß 4. Dieser Widerstand
dient gleichzeitig als Abschlußwiderstand des externen ZFFilters .
Die Abhängigkeit der NF-Spannung , U0 NF am Ausgang des externen Tiefpasses der Meßschaltung des Bildes 1 von der ZFEingangsspannung u i OZF = u i 03/4 bei einem Modulationsgrad m = 0 (nur Rauschsignal N) und bei m = 0,3 (Signal - +
Rauschsignal { S + N}) zeigt Bild 14. Aus der { S + N}-Kurve
kann der Übertragungsfaktor der Schaltung vom ZF-Eingang
1000
{ S +N}. r--r--1
Uo NF
r--
( mV)
( m =0,3)
I
100
5
f
10
5
'
j\
5
Der ZF-Verstärker besteht aus zwei hintereinandergeschalteten geregelten Verstärkerstufen , die vom Prinzip her ähnlich
aufgebaut sind wie die HF-Vorstufe nach Bild 10 und 11 . Die
erste ZF-Verstärkerstufe ist zusätzlich durch Widerstände in
jeder einzelnen Emitterleitung der Differenzverstärkertransistoren gegengekoppelt, wodurch die Stufe eine hohe Eingangssignalspannung verarbeiten kann . Bei einer Spannung
Ui0314 = 90 mV (Spannungswert ohne Modulation) beträgt der
Klirrfaktor kges bei m = 0,8 erst 3%.
N
( m =O )
0,1
10 ° 2
5 10 1
2
5 10 2
2
5 10
3
2
5 10
4
11 11
-
2 U; zF (f.JV ) 10
5
Bild 14. Abhängigkeit der NF-Ausgangsspannung UaNF von der ZFEingangsspannung U;zF = U;314 beim = 0 (nur Rauschsignal
N) und m = 0,3 (Nutz- und Rauschsignal (S + Nj). Die Kurven
sind gültig für RgZF =50 .fl, fmod =400Hz und
f;zF = 460kHz.
Die beiden ZF-Verstärkerstufen haben, wie im Abschnitt 2.3
beschrieben und aus Bild 9 hervorgeht, einen gegeneinander
stark verschobenen Regelbereich .
Um Verzerrungen durch Gleichspannungspegelverschiebungen zu vermeiden, ist im ZF-Verstärker der Schaltung
TDA 1072 eine Gleichspannungsgegenkopplung vorgesehen,
bei der die Siebung der rückgeführten Gleichspannung mit
einer externen Kapazität Cs/16 zwischen Anschluß 5 und
Masse durchgeführt wird .
II I
I I I ............
/
--~-"
--
Das Gegentaktausgangssignal der zweiten ZF-Verstärkerstufe
steuert über Emitterfolger einen internen Doppelweg-Demodulator an, dessen Ausgangsstrom nach Dämpfung von hochfrequenten Signalanteilen mittels interner Tiefpässe proportional zur Trägeramplitude ist (vgl. auch Abschnitt 2.6).
Hinter dem Demodulator folgt eine NF-Verstärkerstufe, deren
Ausgangsspannung über einen internen 3,5 kO-Widerstand
an den Anschluß 6 gelangt, an dem die NF-Spannung zur wei teren externen Verarbeitung zur Verfügung steht. Um die NFSpannung noch von verbleibenden unerwünschten Mischprodukten und anderen höherfrequenten Störsignalen zu befreien , ist es zweckmäßig , das NF-Signal noch ein externes
Tiefpaßfilter passieren zu lassen, wofür ein Beispiel in der
Meßschaltung , Bild 1, und weitere Beispiele im Abschnitt 3.4
angegeben sind. Der interne, in Serie zum Anschluß 6 liegende 3,5 kQ-Widerstand bildet normalerweise einen Teil des
NF-Ausgangsfi lters.
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Technische Information
5
RgzF [ k0)
10
Bild 15. Die Spannungsverhältnisse UgzF(RgzF}IU9 zF(50 .fl) und
U;zF (RgzF}/U;zF (50 .fl) bei konstantem Signal-Rausch- Verhältnis {(S + N)IN} sowie das Verhältnis U;zFIUgzF in Abhängigkeit vom Generatorwiderstand RgzF am ZF-Eingang, g ültig
für einen ZF-Eingangswiderstand R;zF = R;314 = 3 k.fl. Oie
angegebenen Kurven gelten für einen Eingangsspannungsbereich U;zF < 1 mV, in dem die 1. ZF- Verstärkerstufe noch
nicht abgeregelt wird. UgzF (50 .Q) und U;zF (50 .Q) sind die
entsprechenden Spannungen bei einem Generatorwiderstand RgzF = 50 n.
13
~LVO
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bis zum NF-Ausgang ermittelt werden . Deutlich ist in der
2.6. Regelspannungsgewinnung und
+ N}- Kurve im Bereich der ZF-Eingangsspannung q ozF
von ca. 1 mV bis 2 mV eine Stufe festzustellen , die daher
rührt, daß nach Bild 9 wegen der hier nicht einbezogenen HFVorstufe in diesem Bereich keine Amplitudenregelung stattfindet: Die 2. ZF-Verstärkerstufe ist bereits voll abgeregelt,
und der Regeleinsatzpunkt der 1. ZF-Verstärkerstufe ist
noch nicht erreicht.
{S
Pegelanzeigeschaltung
Da das Ausgangssignal des AM-Demodulators von der
Amplitude des Eingangssignals abhängt, liefert der Demodulator nicht nur das am Anschluß 6 extern zugängliche NFSignal, sondern aus seinem Ausgangssignal kann auch eine
Steuerspannung für die automatische Verstärkungsregelung
(AVR) und eine Pegelanzeigespannung abgeleitet werden .
Bild 15 zeigt oben die Abhängigkeit der für ein festes SignalRausch-Verhältnis {( S + N)IN} erforderlichen ZF-Eingangsspannung u iZF = ui3/4 vom Generatorwiderstand Rg3/4 = RgzF bezogen auf den Wert R9 314 = 50 n . Bei diesem Wert des Generatorwiderstands und einem Verhältnis {(S + N)IN} = 20 ~ 26 dB
beträgt die ZF-Eingangsspannung UioZF = Uiü3/4 = 20 ~V .
Weiterhin ist in Bild 15 in der unteren Kurve das Verhältnis Eingangsspannung qzF/Generatorspannung UgzF in Abhängigkeit vom Generatorwiderstand RgzF eingetragen , das wegen
des aus RgzF und Ri3/4 = RizF gebildeten Spannungsteilers
mit zunehmenden Werten von RgzF absinkt.
Durch den symmetrischen Aufbau von ZF-Verstärker und
Demodulator wird u. a. erreicht, daß die Eigenschaften dieser
Stufen nur sehr wenig von der Versorgungsspannung Up
abhängen und daß parasitäre HF-Ströme in den Versorgungsspannungsleitungen weitgehend vermieden werden. Letzteres
ist für einen unkritischen Aufbau der Gesamtschaltung sehr
wichtig.
Bild 16 zeigt, wie aus dem Ausgangsstrom /Ao des Demodu lators die NF-Ausgangsspannung U5116. die Steuerspannung
lh116 = UAvR und die Anzeigespannung Ug 116 gewonnen werden . Als Blockschaltung ist außerdem angedeutet, wie sich der
Regelkreis der AVR über die HF- und ZF- Verstärkerstufen
sowie über den AM-Demodulator schließt.
Der Ausgangsstrom /Ao des Demodulators erzeugt durch
Spannungsabfall an einem Arbeitswiderstand RA und einer in
Serie liegenden Diode (zur Erzeugung der Vorspannung für
die angeschlossenen Stufen mit den Transistoren T 1 und T2 )
die Demodulatorausgangsspannung UAD· Diese steuert die
NF-Ausgangsstufe, einen Emitterfolger mit dem Transistor T1,
von dessen Emitter die NF-Ausgangsspannung über den Vorwiderstand Rv 6 = 3,5 kO an den Anschluß 6 gelangt.
Mit der Demodulatorausgangsspannung UAo wird außerdem der TransistorT2 an der Basis angesteuert, in dessen
Emitterleitung zur Steilheitseinstellung ein Emitterwiderstand
Ausgangsstufe für
Pegelanzeige
8
Stromspiegel
V; :1
7kll
UiHF
geregelte
Verstärkerstufen (HF • ZF)
AMDemodulator
I
~
'-----..r----"
RegelspanNF-Au sgangs. nungsverstärker
stufe
Bild 16. Schaltung der NF-Ausgangsstufe und Schaltung zur Gewinnung der Pegelanzeigespannung und der Steuerspannung UA vR =UR für
die automatische Verstärkungsregelung. Um die Wirkungsweise der automatischen Verstärkungsregelung deutlich zu machen, wurden
als Blockschaltung auch noch die geregelten Verstärkerstufen im HF- und ZF- Teil und der AM-Demodulator in das Bild mit aufgenommen.
~LVO
14
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R2:::::: 1IS (S Steilheit der Stufe mit T2) liegt. Der Kollektorstrom von T2 fließt über einen Stromsp iegel mit
= 1 durch
die Widerstände R3 und R4 nach Masse . Die auftretenden
Spannungen am Widerstand R 3 und am Widerstand R 3 + R 4
sind (gegen Masse gemessen) an den Anschlüssen 7 und 8
zugänglich und können dort mit externen Kapazitäten C7116
und C8116 von überlagerten Wechselspannungen befreit werden . Letzteres entspricht der Bildung des arithmetischen Mittelwertes dieser Spannungen . Die gesiebte Spannung 0 116,
die weitgehend proportional zur Trägeramplitude der Demodulatoreingangsspannung ist, stellt die Steuerspannung UAvR
für die automatische Verstärkungsregelung dar. Sie wird zusammen mit den Referenzspannungen URef1 , URef2 und URet3.
die die Regele insatzpunkte bestimmen , den Regelstufen im
HF- und ZF-Teil der Empfängerschaltung TDA 1072 zugeführt.
Über die Demodulatorstufe schließt sich der Regelkreis.
nur mit einem sehr kleinen NF-Signal überlagert, weil d iese
Spannung am Ausgang des Tiefpasses zwe iter Ordnung
abgenommen wird . Das ist auch notwendig , da durch ein der
Steuerspannung tJy 116 = UAvR überlagertes NF-Signal wegen
der multiplikativen Verknüpfung von Signalspannung und
Steuerspannung in den Regelstufen zusätzliche Seitenbänder
entstehen , die nach der Demodulation als Oberwellen des
NF-Signals in Erscheinung treten . Durch den beschriebenen
Effekt entstehen vor allem die ersten Oberwellen im NF- Signal ,
so daß sich diese nichtlinearen Verzerrungen hinreichend gut
durch den Klirrfaktor zweiter Ordnung beschreiben lassen .
v;
Um genügend kleine nichtlineare Verzerrungen des NF-Signals
zu erreichen , muß der Tiefpaß so dimensioniert werden , daß
die Schwankungen der Steuerspannung UAvR im gesamten
NF-Übertragungsbereich genügend abgeschwächt werden .
Mit wachsenden Kapazitätswerten C7116 und C8116 nimmt zwar
der NF-Signalanteil der Steuerspannung 0 116 ab, gleichzeitig
steigt aber auch die Einschwingzeit des Regelkreises. Diese
Einschwingzeit darf aber nicht zu groß werden , insbesondere
bei Suchlaufschaltungen, bei denen die Einschwingzeit einen
kritischen Parameter darstellt.
Von der Spannung Ua116 wird außerdem der Ausgangstreiber
für die Pegelanzeige an der Basis des Transistors T3 angesteuert. Diese Stufe arbeitet als Emitterfolger. Der den Lastwiderstand R 9116 darstellende Emitterwiderstand dieser Stufe
muß extern zwischen Anschluß 9 und Masse angeschlossen
werden . Zum Schutz der Stufe ist intern in der Kollektorleitung
von T3 ein Widerstand von 1 kQ und in der Emitterleitung ein
Vorwiderstand Rvg = 200 Q vorgesehen .
Um bei hinreichend kurzen Einschwingzeiten eine ausrei chende Befreiung der Steuerspannung UAvR von Modulationssignalen auch im unteren Tonfrequenzbereich zu erreichen, wurde in der Schaltung TDA 1072, wie schon erwähnt,
zur Siebung der Steuerspannung für die AVR ein Ti efpaß
2. Ordnung vorgesehen , deren Amplitudenfrequenzgang be i
richtiger Dimensionierung bereits im unteren Tonfrequenzbereich mit 12 dB/Okt abfällt. Die Eckfrequenzen des in der
Meßschaltung (Bild 1) angegebenen Tiefpasses liegen bei
Die an den Anschlüssen 6, 7, 8 und 9 auftretenden Gleichspannungen sind miteinander verknüpft und hängen bei
geschlossener Regelschleife in eindeutiger Weise von der
HF-Eingangsamplitude ab. Durch die Regelung wird zunächst
die Gleichspannung 0 116 festgelegt ; sie hängt im wesentlichen von der HF-Eingangsspannung Ui HF· den Referenzspannungen URet1 , RRef2 und URet3 sowie von den Regelkenn linien der HF/ZF-Verstärkerstufen ab . Wenn man beachtet, daß
wegen des Stromverstärkungsfaktors
= 1 des Stromspie gels der Strom durch den Widerstand R2 und der Strom durch
die Widerstände R3 und R4 gleich groß sind , kann man für die
anderen Spannungen sofort die folgenden Beziehungen aus
der Schaltung des Bildes 16 ablesen :
1
2 n r1
f1 = --::::::
v;
R3 + R4
Uat16
=
U6t1 6
=
R
3
R2
R
3
oder mit /5
u6/16
=
Ug/16
=
=
2 0 t16 ,
0 t16- /5 Rv6
= 1,14 0 t16- /5 Rv6
R3
+ R4 0!16-
R
3
R3
·
UB E - lg Rvg
f2
+ R4
=
3
(26)
(26a)
(27)
.
(27a)
1+~
gültig für 0 t16 ~ 0,4 V.
Wenn die HF-Eingangsspannung amplitudenmoduliert ist,
schwankt die Ausgangsspannung Ug11 6 im Rhythmus der
Modulation. Auch die Spannungen 0t16· Ua/ 16 und Ug/16 si nd
von der NF-Modulationsspannung überlagert, wegen der Wirkung des AC-Tiefpasses mit R3 , R4, C7115 und Can 6 jedoch in
stark abgeschwächtem Ausmaß . Insbesondere die Steuerspannung 0 116 für die automatische Verstärkungsregelung ist
Technische Information
(28)
R3
+ R4
2 1t C71 15 R3 R4
::::::
20 Hz .
(28a)
Aus Bild 17, in dem der gemessene (ausgezogene Kurve ) und
der nach GI. A 15b berechnete (gestrichelte Kurve) Klirrfaktor
der NF-Ausgangs_spannung in Abhängigke it von der Modulationsfrequenz fmod bei C7115 = 2,2 J.LF und C7115 = 0 angegeben ist, geht deutlich der beschriebene Effekt hervor : Kl irrfaktorwerte <1 % werden mit einer Kapazität C7115 = 2,2 J.LF bereits oberhalb von etwa 70 Hz, ohne die Siebkapazität C7116
dagegen erst bei Frequenzen über etwa 500 Hz erreicht. Bei
Klirrfaktoren merklich unter 1% sind auch andere Effekte an
der Verursachung nichtlinearer Verzerrungen der NF-Span nung beteiligt, so daß der Klirrfaktor mit zunehmender Frequenztrotz der steigenden Siebwirkung des Tiefpasses nicht
weiter abfällt. Eine Berechnung der Frequenzabhängigkeit des
durch automatische Verstärkungsregelung verursachten Klirrfaktors findet man im Anhang A 1.
R9116
830429
: : : 0,5 Hz
Die Näherungsformeln sind gültig unter der für die Meßschaltung gültigen Bedingung Ca~ C7. Durch die Kapazität C7
werden also , ohne daß sich die Einschwingzeit merkl ich vergrößert, in der Steuerspannung 0 11 6 Signalanteile oberhalb
von etwa20Hz stärker gedämpft und die nichtl inearen Verzerrungen der NF-Ausgangsspannung in diesem Frequenzbereich entsprechend stärker herabgesetzt als ohne diese
zweite Siebkapazität
(25)
0 !16- UBE
R
= _1_ ::::::
2 1t r2
= Ug/16/ R9116
R
+ R4)
und
= U6t 16/R6t1 6
~~ 0 11 6/ (1 + ~~~6 ) .
oder mit /g
U9116
0t16
1
2 n Ca/1 6 (R3
Bei Verwendung eines Tiefpasses zweiter Ordnung muß der
Stabilität des Regelkreises besondere Beachtung geschenkt
werden . Eine ausreichende Stabilität kann erzielt werden ,
wenn , wie im Beispiel der Meßschaltung , die eine Zeitkon -
15
~LVD
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10
k
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c7116=o
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......
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v,.....
\
1---
\
0,1
2
Ausgezogen: gemessene Kurven bei U;oHF = 10 mV.
f;HF= 1 MHz.
Gestrichelt: berechnete Kurven nach GI. (A 15b).
U 1116 ,Ua t 16
I
I
u9 , 16
(V)
Ua/16
".
I I
I
i,..--'
...
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I
u9/16
...",..,
1-
_
I
-
1- ...
I.". ...
-
I
I
I
Soll die Bedingung b) abgeändert werden , so ist dies auf
einfache Weise dadurch möglich, daß in Serie zum Anzeigeinstrument ein oder mehrere Dioden in Durchlaßrichtung
(Anode in Richtung zum Anschluß 9) geschaltet werden.
Mit einer Siliziumdiode läßt sich z. B. erreichen, daß bei
Ui HF:::::::: 20 ~V der Instrumentenausschlag nur etwa 30% (statt
ca. 50% ohne Zusatzdiode) vom maximalen Ausschlag beträgt. Allgemein kann gesagt werden , daß ein deutlich sichtbarer Instrumentenausschlag bei HF-Eingangsspannungen
unterhalb des Regeleinsatzes den Empfängerabgleich erleichtert.
I-r
u7,16
,
1
f/
~~
... r-·
0
10 ° 2
5
10 1 2
5
10 2 2
5
10 3 2
5
10 4 2
5
10 5 U; H~
10 6
(~V)
Bild 18. Abhängigkeit der Pegel-Anzeigespannung U9116 sowie der
Steuergleichspannungen U8116 und U7116 für die automatische Verstärkungsregelung von der HF-Eingangsspannung
U ; HF · Lastwiderstand im Anzeigekreis R9116 = 2,7 kQ.
ln AM/FM-Empfängern, in denen der FM-Teil eine6 Anzeigetreiber enthält, der, wie in der Schaltung TDA 1072, als Emitter-'
folgerausgelegt ist, können beide Treiberausgänge ohne
Umschaltung über passende Vorwiderstände an ein gemeinsames Anzeigeinstrument angeschlossen werden. Im Standby-Betrieb der Schaltung TDA 1072 (also z. B. bei FM-Empfang in einem AM/FM-Empfänger) ist der Anschluß 9 für eine
extern angelegte Spannung bis Ug116 : : : : 6 V gesperrt.
stante des Tiefpaßgliedes erheblich größer als die andere
Zeitkonstante gewählt wird. Eine sorgfältige Auslegung des
Tiefpasses ist also erforderlich, um bei einer kurzen Einschwingzeiteine ausreichende Stabilität des Regelkreises
und hinreichend kleine nichtlineare Verzerrungen der NF-Ausgangsspannung zu erzielen .
Wie bereits erwähnt, steht am Anschluß 9 eine Spannung zur
Anzeige des HF-Pegels zur Verfügung. Ein geeignetes Drehspui-Anzeigeinstrument läßt sich über einen externen Vorwiderstand Rv direkt an den Anschluß 9 anschließen . Da der
Anzeigetreiber mit dem Transistor T3 (vgl. Bild 16) maximal
2 mA liefert, sollte ein Instrument mit Vollausschlag bei einem
Strom fvlnstr ~ 2 mA gewählt werden. Wenn Ri lnstr der Innenwiderstand des Drehspulinstrumentes ist, so berechnet sich
der erforderliche externe Vorwiderstand Rv zu
~LVD
(29)
d) Im Bereich von q HF= 20 ~V bis Ui HF= 500 mV ist die
Anzeige näherungsweise linear vom Logarithmus der HFEingangsspannung Ui HF abhängig.
Y'
".
I
ilnstr
b) Bei ui HF:::::::: 20 ~V. entsprechend einem Signal -Rausch Verhältnis {(S + N)IN} = 20 ~ 26 dB , beträgt Ug116 : : : : 1,3 V
bis 1,4 V ; dies ist etwa die Hälfte der maximalen Spannung
Ug/16max·
c) Bei q HF:::::::: 500 mV beträgt die Anzeigespannung Ug/16max : : : :
: : : : 2,8 V. Das Instrument sollte dann (nahezu) Vollausschlag
anzeigen. Die absoluten Streuungen der Anzeigespannungen liegen im Bereich I~ U9/16maxl < 300 mV, was einer
relativen Abweichung von ±1 0% entspricht. Bei hinreichend
kleinen Streuungendes Anzeigeinstrumentes und des
Vorwiderstandes Rv kann auf einen Vollausschlag -Abgleich
verzichtet werden.
Bild 17. Abhängigkeit des Klirrfaktors der NF-Ausgangsspannung
von der Modulationsfrequenz fmod bei C8116 = 22 J-LF und
zwei Kapazitätswerten der zweiten Siebkapazität C 7116
im Tiefpaßfilter des Regelkreises sowie m = 0,8.
I
R
a) Bei U i HF= 0 liegt U9116 zwischen 0 V und 0,14 V ; die Anzeigespannung Ug116 beträgt damit weniger als 5% des
maximalen Wertes Ug/16max:::::::: 2,8 V.
103 f mod (Hz)
,
o
nvg-
Die Abhängigkeit der Gleichspannungen an den Anschlüssen
7, 8 und 9 von der HF-Eingangsspannung Ui HF ist in Bild 18
dargestellt. Durch den internen Spannungsteiler R3 , R4 und
den Spannungsabfall an der Basis-Emitterstrecke des Anzeige-Treibertransistors T3 (vgl . Bild 16) wurde eine Anzeigekennlinie mit folgenden Kennwerten erzielt:
-......
/
\
r--r--- C
7116 = 2,2uF
vlnstr
mit UET3max = 3,2 V und Rv9 = 200 Q. Bei der praktischen
Dimensionierung sollten die Taleranzen berücksichtigt und
Rv so gewählt werden, daß unter worst-case-Bedingungen
gerade Vollausschlag auftritt. Unter Nennbedingungen liegt
der Instrumentenausschlag dann bei maximaler HF- Eingangs spannung etwas unterhalb vom Vollausschlag.
~
~
= UET3max
/,
-
2. 7. Spannungsversorgung
Die Versorgungsspannung Up = U13116 wird dem Anschluß 13
der Schaltung TDA 1072 zweckmäßigerweise über ein RCEntkopplungsglied zugeführt. Der Bezugspunkt, Anschluß 16,
liegt auf MassepotentiaL Der Nennbereich der Versorgungsspannung Up, auf den sich die Daten beziehen, liegt zwischen
7,5 V und 15 V und der Versorgungsspannungsbereich, in dem
die Schaltung arbeitet, reichtvon UPmin = 5 V bis UPmax = 18 V.
16
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Aus der Versorgungsspannung Up werden intern eine Reihe
von Betriebsspannungen zur Versorgung der einzelnen Stufen abgeleitet. Einige dieser Spannungen sind, soweit.dies
erforderlich ist, gegen Versorgungsspannungs- und Temperaturschwankungen stabilisiert. Dadurch wird erreicht, daß die
Arbeitspunkte aller Signalstufen und der Stufen zur Regelspannungsgewinnung weitgehend unabhängig von der externen Versorgungsspannung und der Kristalltemperatur sind.
Andere interne Betriebsspannungen hängen von der Spannung Up ab, wodurch es möglich ist, den großen Versorgungsspannungsbereich der Schaltung zu erzielen.
3. Externe Baugruppen
Manchmal kann es auch ausreichend sein , nur eine Bandumschaltung mit festem Band- oder Tiefpaß (z. B. im Kurzwellenbereich) bei der Vorsektion zu verwenden. Um Empfindlichkeitsschwankungen , die durch Taleranzen und durch (grundsätzlich bei der gewählten Schaltungsanordnung auftretende)
Gleichlauffehler zwischen Vor- und Oszillatorkreis verursacht
werden, hinreichend klein zu halten, darf das abstimmbare
Filter zur Vorselektion nicht zu schmalbandig ausgelegt werden. Bei Mittelwellen-Rundfunkempfang sind 3 dB-Bandbreiten
von 10kHz bis30kHz üblich, wobei richtig dimensionierte
Bandfilter wegen ihres flachen Durchlaßbereiches und dem
steilflankigen Sperrbereich günstiger als Einzelkreise sind .
Durch die Forderung nach einer bestimmten Bandbreite ist
auch die Betriebsgüte 0 8 und damit letzten Endes auch die
Leerlaufgüte 0 0 der Eingangskreise weitgehend festgelegt.
Die Art der Vorkreisschaltung sowie die Ankopplung der
Antenne und der integrierten Empfängerschaltung an die Vorkreisschaltung hängt stark vom jeweiligen Anwendungsfall
ab. Bei Heimempfängern muß mit sehr unterschiedlichen
ln diesem Abschnitt wird auf die wichtigsten externen Baugruppen der Empfängerschaltung TDA 1072, deren Schaltungsauslegung und deren Dimensionierung genauer eingegangen. Einige Teile der äußeren Beschaltung wurden schon
im vorigen Abschnitt so ausführlich behandelt, daß auf eine
Beschreibung an dieser Stelle verzichtet werden kann. Es
handelt sich dabei um
a) den Ausgangskreis für die Abnahme der Oszillatorspannung (Abschnitt 2.2),
b) den Ausgangskreis für die Abstimmanzeige (Abschnitt 2.6)
und
,-----o14
c) die externen Siebglieder für den Verstärkungsregelkreis
(Abschnitt 2.6).
TDA 1072
'------{) 15
3.1. HF-Eingangsschaltung
Die externe HF-Eingangsschaltung hat im wesentlichen zwei
Aufgaben:
Bild 19. Prinzip einer Empfänger-Eingangsschaltung mit drehkondensatorabgestimmtem Einzel- Vorkreis, hochinduktiver
Antennenankopplung mit einer Verlängerungsspule an einer
Anzapfung der Schwingkreisspule und mit induktiver Ankopplung der HF-Vorstufe der Empfängerschaltung TDA 1072
über eine Koppelspule
1. die erforderliche Vorselektion zu erzielen und
2. die Antenne an den HF-Eingang der integrierten Empfängerschaltung anzupassen.
Zweck der Vorselektion ist es, eine ausreichende Weitabselektion zu erreichen . Diese ist erforderlich, um u. a. folgende
Empfängereigenschaften zu erreichen:
befriedigende Unterdrückung von Signalen im Spiegelfrequenzbereich,
genügende Unterdrückung von Empfangsstellen, die
durch Mischung des Eingangssignals mit einer Oberwelle
des Oszillatorsignals entstehen Ue Stör = n fosz - fzF ,
n ~ 2, ganz),
Reduzierung von Störungen durch Kreuzmodulation , die
durch HF-Signale mit größeren Eingangsamplituden und
mit größerem Abstand von der Empfangsfrequenz des
Nutzsignals infolge von Nichtlinearitäten in den nachfolgenden Stufen entstehen . Um Kreuzmodulationsstörungen zu vermeiden, muß die Filterschaltung zur Vorselektion vor der ersten aktiven Stufe angeordnet sein, in der
durch Nichtlinearitäten unerwünschte Mischprodukte entstehen können .
14
TDA 1072
15
Zur Vorselektion können ein oder mehrere Schwingkreise verwendet werden , wobei bei Einsatz mehrerer Schwingkreise
häufig eine Bandfilteranordnung gewählt wird. ln speziellen
Fällen kann es zur Unterdrückung bestimmter Störsignale notwendig sein, noch geeignet dimensionierte Saug- oder Sperrkreise vorzusehen.
Bild 20. Prinzip einer Empfänger-Eingangsschaltung mit diodenabgestimmtem Einzelkreis, hochinduktiver Antennenankopplung
mit einer Verlängerungsspule Ls an einer Anzapfung der
Schwingkreisspule und mit Ankopplung der integrierten
Schaltung TDA 1072 an den Hochpunkt des Vorkreises über
einen mit einem Feldeffekt-Transistor aufgebauten Impedanzwandler
Bei durchstimmbaren Empfängern ist es im allgemeinen erforderlich, das Filter zur Vorselektion abstimmbar auszuführen.
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~LVO
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Antennenverhältnissen gerechnet werden (z. B. Wurfdrahtantenne, Langdrahtantenne, Gemeinschaftsantennenanlage).
Hier hat sich eine tiefabgestimmte induktive Antennenankopplung, wie sie in Bild 19 und 20 angegeben ist, bewährt.
Die Antenne wird hier über eine Verlängerungsspule Ls, eine
Serienkapazität Cs und einen Dämpfungs- und Entkopplungswiderstand Rs an eine Anzapfung des Vorkreises angekoppelt, wobei die Resonanzfrequenz des Serienkreises Ls, Cs
und damit auch die des Antennenzweiges unterhalb der Empfangsfrequenz liegt und die Anzapfung so gewählt wird, daß
der Vorkreis hinreichend wenig von der Antenne beeinflußt
wird.
Antenne erfolgt an der Kapazität CE und die Auskopplung zur
nachfolgenden Empfängerschaltung an der Kapazität Cr; durch
die durch die Kapazitäten CE und Cr festgelegte Spannungsteilung werden die An- und Auskoppelfaktoren bestimmt.
Die Ankopplung der nachfolgenden Empfängerschaltung an
die Vorkreisschaltung muß ebenfalls so vorgenommen werden, daß die Kreisbelastung genügend klein bleibt. Die Ankopplung läßt sich auf verschiedene Art und Weise vornehmen:
a) induktiv über eine Koppelspule LK mit geeigneter Windungszahl wie in Bild 19,
b) an einer Anzapfung im induktiven oder kapazitiven Zweig
des Schwingkreises. Eine Anzapfung im kapazitiven Zweig
läßt sich, wie schon eben erwähnt und in Bild 21 und 22
gezeigt, durch Aufteilung der Schwingkreiskapazität in zwei
in Reihe liegende Kapazitäten CE und Cr erreichen .
Bei Autoradios liegen im allgemeinen relativ definierte Antennenverhältnisse vor, so daß es dort möglich ist, dem Schaltungsentwurfeine bestimmte Antennenersatzschaltung (vgl.
Abschnitt 5, Bild 57) zugrundezulegen. Die von Anwendungsfall zu Anwendungsfall unterschiedliche Kapazität der Antennenzuleitung kann in die Schwingkreiskapazität mit einbezogen werden, und bei L-Abstimmung läßt sich dann, wie in den
Bildern 21 und 22 gezeigt, durch einen Trimmkondensator mit
hinreichend großem Einstellbereich die wirksame Schwingkreiskapazität auf den erforderlichen festen Sollwert abgleichen . Die Schwingkreiskapazität ist bei dieser Schaltungsversion in zwei in Serie liegende Kapazitäten CE und Cr aufgeteilt
und der gemeinsame Punkt beider Kapazitäten an Masse gelegt, so daß ein n-Giied entsteht. Die Einkopplung von der
c) Ankopplung vom Hochpunkt des Schwingkreises über
eine besondere, als Impedanzwandler arbeitende Trennstufe, die einen sehr hohen Eingangswiderstand hat und
so linear arbeitet, daß auch bei großen Antennensignalen
noch keine störende Kreuzmodulation auftritt. Ein Beispiel
mit einer Trennstufe, die mit einem Feldeffekt-Transistor
aufgebaut ist, findet man in Bild 20.
Bei Verwendung von Vorkreisschaltungen mit einer Anzapfung im kapazitivem Zweig oder einer aktiven Trennstufe ist
vorteilhaft, daß eine Koppelspule entfällt, die, insbesondere
bei Mehrbereichsempfängern , leicht Nebenresonanzen verursachen kann.
Die Durchstimmung der Vorkreise über einen vorgegebenen
Empfangsbereich kann durch Variation der Induktivität mit
einem Variometer (Beispiel Bild 21 und 22) oder durch Variation der Kapazität mit einem Drehkondensator (Beispiel
Bild 19) oder auf elektronischem Wege mit einer Abstimmdiode (Beispiel Bild 20) erfolgen. Bei Variometer-Abstimmung hat sich die in Bild 21 angegebene Schaltung mit der
beschriebenen Ankopplung von Antenne und HF-Eingangsstufe durch eine Aufspaltung der Schwingkreiskapazität in
zwei in Serie liegende Kapazitäten (0-Giied) bewährt. Durch
einen weiteren Parallel-Schwingkreis, der über eine kleine
Koppelkapazität CK mit dem zweiten kapazitiv angezapften
Kreis gekoppelt ist, läßt sich leicht, wie Bild 22 zeigt, eine
zweikreisige Vorselektion in Bandfilteranordnung realisieren .
TOA 1072
15
Bild 21 . Prinzip einer Empfänger-Eingangsschaltung mit variometerabgestimmtem Vorkreis in fl-Schaltung. Die Antennenspannung wird über die Teilkapazität CE in den Vorkreis eingekoppelt und die Spannung zur Ansteuerung der integrierten
Schaltung TDA 1072 an der anderen Teilkapazität C r des
Schwingkreises abgenommen.
Wie schon am Anfang dieses Abschnittes gesagt wurde, besteht die zweite Hauptaufgabe der vor dem HF-Eingang der
integrierten Schaltung liegenden externen Eingangsschaltung
darin, die Antenne optimal anzupassen. Um Bauelemente zu
sparen, werden in der Praxis im allgemeinen die erforderlichen
Kreise für die Vorselektion mit der AnpaSsehaltung kombiniert.
I
L1
I
CI L~--- I- j
Cr
Il
Bei der Auslegung der Antennenanpassung müssen daher im
wesentlichen folgende Aspekte berücksichtigt werden :
TOA 1072
15
a) Die Antenne sollte so an die Empfängerschaltung angepaßt werden, daß der Empfänger möglichst empfindlich,
d. h. die Antennenspannung für ein bestimmtes SignalRausch-Verhältnis {(S + N)IN} (von z. B. 26 dB) möglichst
klein wird . Diese so festgelegte Antennenspannung bezeichnet man als Empfindlichkeit des Empfängers.
Bild 22. Prinzip einer Empfänger-Eingangsschaltung mit variometerabgestimmten Vorkreisen in Bandfilteranordnung. Der erste
Kreis (L 1, C 1) ist ein Parallelkreis, an dessen Hochpunkt die
Antenne, z. B. über ein abgeschirmtes Kabel, angeschlossen
ist. Beim zweiten Kreis (L 2, CE, Cr) handelt es sich, wie in
Bild 21, um ein fl-Giied, das über eine kleine Kapazität CKan
den ersten Kreis angekoppelt ist.
~LVD
b) Antenne und Vorkreis müssen hinreichend entkoppelt
sein, damit der Vorkreis nicht zu stark bedämpft und bei
unterschiedlichen Antennenimpedanzen nicht zu stark
verstimmt wird .
18
Technische Information
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c) Die Antennenankopplung sollte innerhalb des Empfangsbereiches möglichst wenig von der Frequenz abhängen
(Breitbandigkeit der Ankopplung).
·
TDA 1072
ln der Praxis muß ein Kompromiß zwischen diesen sich teilweise widersprechenden Forderungen eingegangen werden .
12
Die Empfängerempfindlichkeit läßt sich nur bei einer
bestimmten vorgegebenen Antenne (z. B. Ersatzantenne) und
einer bestimmten Frequenz optimieren . Als Frequenz wählt
man hierfür etwa die Mitte des Empfangsbereiches.
I
I
U8 = Up -Uw
Bei der einfachen in Bild 23 angegebenen Schaltung eines
aktiven AM-Empfängers mit einer HF-Signalquelle U9 und
einem Quellenwiderstand R9 im Eingangskreis läßt sich das
Signal -Rausch-Verhältnis am NF-Ausgang mit Hilfe der Beziehung (21) bzw. (21 a) ermitteln.
R9 =
ü
UgAOeff,
Im allgemeinen Fall hängt jedoch Uqoeff und R9 in komplizierterer Weise als in GI. (30) von den Größen der Antennen- und
AnpaSsehaltung ab; charakteristische Größen der AnpaSsehaltung erscheinen nicht nur als Parameter der Rauschzahl
F, sondern auch noch an anderer Stelle in der GI. (20). Die
Folge davon ist, daß das größte Signal-Rausch-Verhältnis dann
im allgemeinen bei einer Rauschzahl F =F Fopt auftritt. Ein Beispiel für die Dimensionierung einer mit einem Vorkreis aufgebauten Eingangsschaltung auf maximalen Signal-Rausch-Abstand am NF-Ausgang, aus dem die erörterten Zusammenhänge im einzelnen hervorgehen, findet man im Anhang A2.
U;
t----o
jU 0
=UoNF
1
3.2. Oszillatorschaltung
Der im Abschnitt 2.2 beschriebene Oszillator der Empfängerschaltung TDA 1072 besteht, wie in der Prinzipschaltung des
Bildes 25 noch einmal übersichtlich dargestellt ist, aus einem
rückgekoppelten internen Spannungs-Stromwandler, der zum
Betrieb nur eine externe zwischen Anschluß 11 und 12 liegende
Arbeitsimpedanz ZA benötigt. Zur Festlegung der Oszillatorfrequenz muß als Arbeitsimpedanz ein Parallelschwingkreis
Bild 23. Zur Berechnung des Signal-Rausch- Verhältnisses : Aktive
Empfängerschaltung, die direkt von einem HF-Generator mit
der Urspannung U9 und dem Quellenwiderstand R9 angesteuert wird. Die Rauscheigenschaften des Empfängers werden durch die Rauschzahl F (R9 ) und die Rauschbandbreite
br beschrieben.
AntennenErsatzschaltung
t--e-t----1
I
•Up
Der in diesem Fall einzige variable Parameter der Anpaßschaltung, das Übersetzungsverhältnis ü, kommt nur in der
Funktion der Rauchzahl F(ü2 RA) vor. Das Signal-Rausch Verhältnis U05 /U0 r nimmt hier den größten Wert bei der kleinsten, bei R9 o~t auftretenden Rauschzahl Fopt an . Man erreicht
dies, wenn ü = RgoptiRA gesetzt wird.
(31)
mit
icM
....L
Bild 25. Prinzipschaltung des Oszillators in der Empfängerschaltung
TDA 1072
durch Einsetzen dieser Größen in GI. (21) erhält man dann für
das Signal-Rausch-Verhältnis
Rauschzahl F(R 9 )
und
Rouschbondb•eile b,
I
....L
13
(30)
1----:-------i Emptä ngerscha ltung
11
I
Wenn die AnpaSsehaltung aus einem (idealen) Übertrager mit
dem Übersetzungsverhältnis ü = U2 1U1 besteht und die Antennenankoppelkapazität CA genügend groß ist, gilt
ü 2 RA ;
c
I
I ZA
Uw:::: 1,4V
R; :::: O,H1
Um das Signal-Rausch-Verhältnis am NF-Ausgang einer
realen in Bild 24 dargestellten Empfängerschaltung mit Antennenankoppelschaltung und Antenne bzw. Antennenersatzschaltung zu ermitteln, mtjß die gesamte Eingangsschaltung
auf die einfache Grundschaltung von Bild 23, d. h. auf eine
Spannungsquelle U9 und einen Generatorwiderstand R9 zurückgeführt werden. Dazu ist es erforderlich, U9 und R9 als
Funktion der Größen von Antenne und AnpaSsehaltung darzustellen.
U 9 oeff =
L
interne Rückkopplung
I
I
Anpaßschaltung
und
Vorkreis(e)
.----,---i
Empfängersehe I tu ng
mit
Rauschzahl F CR 9 )
und
Rauschbandbreite b,
1
U;
Bild 24. Zur Berechnung des Signal-Rausch- Verhältnisses : Aktive Empfängerschaltung, die von einer Antenne über eine Anpaßschaltung
angesteuert wird. Die Antenne ist zur eindeutigen Berechenbarkeif durch ihre Ersatzschaltung dargestellt, und das Anpaßglied hat zur
Erzielung der erforderlichen Vorselektion selektive Übertragungseigenschaften.
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~LVO
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(L , C) oder ein anderes parallelschwingkreisähnliches Gebilde
verwendet werden.
Ro
Am Punkt 11 der Schaltung liegt eine gegenüber der Versorgungsspannung Up um die interne Hilfsspannung Uw ~ 1,4 V
erniedrigte Betriebsspannung U8 = Up- Uw. die über die
äußere Arbeitsimpedanz an den Anschluß 12 gelangt. Die
externe Arbeitsimpedanz ZA muß also mit einem Gleichstrompfad ausgestattet sein , über den der erforderliche Versorgungsgleichstrom I für die Ausgangsstufe des internen Spannungs-Stromwandlers fließen kann. Damit HF-Ströme, die den
externen Schwingkreis erregen , vom Versorgungsspannungsteil der Schaltung ferngehalten werden , ist es häufig zweckmäßig , den Anschluß 11 über eine Kapazität CM wechselstrommäßig an Masse zu legen.
Im folgenden sollen die Grundschaltungen für die externe
Beschaltung des Oszillators bei Drehkondensator-, Variometer- und Kapazitätsdioden-Abstimmung angegeben und
kurz erörtert werden .
13 u - - - - + - - 4
Bild 26. Grundsätzliche Beschattung des Oszillators der Empfängerschaltung TOA 1072 bei Drehkondensator-Abstimmung
Bild 26 zeigt die prinzipielle Oszillatorbeschaltung bei Drehkondensator-Abstimmung . Der externe Oszillatorkreis besteht
aus der (meist abgleichbar ausgeführten) Induktivität L, der
variablen Kapazität Cv des Drehkondensators, der dazu in
Serie liegenden Padding-Kapazität Cs und einer weiteren großen Serienkapazität C 8 , mit der der Schwingkreis geschlossen wird und die erforderlich ist, wenn eine Seite des Drehkondensators an Masse liegen muß. Ein Dämpfungswiderstand Ro zwischen Anschluß 12 und dem Hochpunkt des
Schwingkreises verhindert, wie später noch erläutert wird,
unerwünschte parasitäre Oszillatorschwingungen. Die Kapazität CM dient hier in erster Linie dazu, den Versorgungsspannungsanschluß 13 weitgehend frei von HF-Spannungen zu
halten.
Ls
ln Bild 27 ist die grundsätzliche Beschaltung des Oszillators
bei Variometer-Abstimmung angegeben. Hier setzt sich der
Oszillatorkreis aus der im allgemeinen abgleichbaren Kapazität C, dem eigentlichen Variometer Lv und der dazu in Serie
liegenden Trimm induktivität Ls zusammen . ln dieser Schaltungsversion braucht kein Punkt des Kreises an Masse zu liegen ; eine Abblockkapazität CM zwischen Anschluß 11 und
Masse ist allenfalls im Kurzwellenbereich erforderlich. Auch
auf einen Dämpfungswiderstand Ro in Serie zum Anschluß 12
kann bei Variometer-Abstimmung, wie später noch gezeigt
wird, im allgemeinen verzichtet werden, so daß sich diese
Oszillatorschaltung durch große Einfachheit auszeichnet.
Bild 27. Grundsätzliche Beschattung des Oszillators der Empfängerschaltung TDA 1072 bei Variometer-Abstimmung
Bei Abstimmung des Empfängers mit Hilfe von Kapazitätsdioden liegt meistens eine Seite der als Abstimmungskapazität
verwendeten Varicap-Diode di,rekt oder über eine große Reihenkapazität an Masse, so daß man zu einer ähnlichen, in
Bild 28 angegebenen, Grundschaltung des Oszillators wie
bei Drehkondensator-Abstimmung kommt. Hier besteht der
Oszillatorkreis aus der (meist abgleichbaren) Induktivität L,
der variablen Kapazität Cv der Abstimmdiode, der festen Padding-Kapazität Cs und einer großen Reihenkapazität C 8 . Die
Abstimmspannung wird üblicherweise der Katode der Varicap-Diode über einen geeignet dimensionierten Widerstand
Rv zugeführt. Der Dämpfungswiderstand Ro dient wieder dazu ,
das Auftreten unerwünschter parasitärer Oszillatorschwingungen zu unterbinden.
Diese recht einfache Schaltung hat allerdings einen Nachteil:
Störspannungen , die die Versorgungsspannungen Up überlagern, gelangen über die interne Hilfsspannungsquelle Uw.
die Induktivität L und die Padding-Kapazität Cs nur wenig abgeschwächt an die Abstimmdiode Dv und rufen eine unerwünschte Frequenzmodulation des Oszillatorsignals hervor.
~LVD
Cs
Bild 28. Grundsätzliche Beschattung des Oszillators der Empfängerschaltung TOA 1072 bei Varicap -Abstimmung
Dieser Nachteil läßt sich , wie Bild 29 zeigt, beseitigen , indem
der Schwingkreis mit der Abstimmdiode Dv mittels ei es
Übertragers Tr induktiv an die aktive Oszillatorschaltung an gekoppelt wird und sich die Spannungsschwankungen ~ Up
nicht auf die Diode Dv übertragen können . Der Kopplungsfaktor des Übertragers Tr sollte möglichst nahe bei 1 liegen. Das
20
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Bild 30. Zur Vermeidung von parasitären Oszillatorschwingungen mit
einem Dämpfungswiderstand Ra in Serie zum Anschluß 12.
Lz ist die Induktivität der Zuleitung zum Abstimmelement.
Bild 29. Modifizierte Oszillatorbeschaltung bei Varicap-Abstimmung,
bei der der Oszillatorschwingkreis zur Vermeidung einer
durch Versorgungsspannungsschwankungen verursachten
Frequenzmodulation des Oszillatorsignals induktiv an die
aktive Schaltung angekoppelt wird
a) Kapazitätsabstimmung : Dämpfungswiderstand Ra zweckmäßig,
b) Variometerabstimmung: Dämpfungswiderstand Ra nicht
erforderlich, da durch Lz nur die wirksame Abstimminduktivität vergrößert wird und keine Nebenresonanzen auftreten.
Übersetzungsverhältnis ü = f12 : n1 muß so gewählt werden,
daß einerseits die Schwingbedingung erfüllt ist und andererseits an der Kapazitätsdiode keine zu hohe Wechselspannung auftritt. ln der Praxis hat sich ein Übersetzungsverhältnis
ü = 1 bewährt. Die Induktivität des Oszillatorschwingkreises
wird hier im wesentlichen von der Wicklung n2 des Übertragers gebildet und muß entsprechend der gewählten Schwingkreiskapazität und der gewünschten Oszillatorfrequenz ausgelegt werden . ln der Praxis hat es sich als zweckmäßig
erwiesen, die Kreisspule (n 2) über die Koppelspule (n1) zu
wickeln.
c) ln der praktisch ausgeführten Empfängerschaltung , insbesondere bei Schaltungen mit elektronischer Bereichsumschaltung, sollte darauf geachtet werden , daß eine mögliche Gleichspannung zwischen den Anschlüssen 12 und
11 unter 2 mV liegt, da sonst die Symmetrie der Mischstufe
durch die Offset-Spannung zu stark gestört wird .
d) ln Empfängerschaltungen mit steilen ZF-Filterflanken sollte
die Güte des Oszillatorkreises ca. Oo ~ 50 betragen, um
ein sauberes Abstimmverhalten zu gewährleisten.
Selbstverständlich läßt sich der Oszillator der Schaltung
TDA 1072 auch als Festfrequenzoszillator auslegen . Ein Beispiel für einen Quarzoszillator findet man in Bild 59.
Beim praktischen Aufbau der Oszillatorschaltung $OIIten folgende Hinweise beachtet werden :
3.3.
3.3.1. ZF-Filtereigenschaften
a) Um Einkopplungen von Störsignalen zu vermeiden , sollte
der Oszillator-Schwingkreis auf möglichst kurzem Wege
geschlossen werden. Die dem Miseher zugeführte Oszillatorspannung wird intern aus der Spannung U1211 1 hergeleitet.
Die Selektion eines Überlagerungsempfängers wird maßgeblich von den Selektionseigenschaften des ZF-Filters bestimmt.
Die wichtigsten Forderungen , die an ein ZF-Filter gestellt werden, sind:
a) günstige Selektionskurve mit geringer Welligkeit im DurchlaBbereich und ausreichend steilen Flanken im anschließenden Nahselektionsbereich,
b) Um parasitäre Schwingungen zu vermeiden , die durch Zu leitungsinduktivitäten, Streuinduktivitäten und parasitäre
Kapazitäten zustandekommen können, empfiehlt es sich ,
in einigen Anwendungsschaltungen einen Dämpfungswiderstand Ro von ca. 22 n in Serie zum Anschluß 12 vorzusehen.
b) hinreichend große Weitabselektion ,
c) an die übrige Schaltung angepaßte Transimpedanz Z21
(bzw. Einfügungsdämpfung OE). Eingangsimpedanz Z1 1
und Ausgangsimpedanz Z22·
Aus Bild 30a geht hervor, daß eine Leitungsinduktivität Lz
in Serie zur Schwingkreiskapazität C des Oszillatorkreises
bei L > Lz zu einer Resonanz und damit zu parasitären
Schwingungen in der Nähe der Frequenz
w=
v'
Die Eigenschaften eines ZF-Filters lassen sich durch eine
Reihe von Kenngrößen beschreiben . Die wichtigsten Kenngrößen sind:
Cp + C
Lz Cp C
ZF-Mittenfrequenz
-
führen kann , die durch den Widerstand Ro zwischen Cp
und Lz gedämpft werden .
Technische Information
t0 ,
3dB- oder 6dB-Bandbreite,
im Durchlaßbereich
Wie Bild 30b zu entnehmen ist, führt dagegen bei Variometerabstimmung eine Leitungsinduktivität Lz in der Variometerzuleitung zu keinen parasitären Schwingungen , da Lz
in Serie zu L und Cp parallel zu C liegt. Hier ist also kein
Dämpfungswiderstand R0 erforderlich .
830429
ZF-Selektion
Welligkeit,
Transimpedanz Z21 oder Einfügungsdämpfung OE,
Eingangsimpedanz Z11,
Ausgangsimpedanz Z22 .
21
~LVD
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im Sperrbereich
Charakterisierung der Nahselektionseigenschaften durch
Flankensteilheit der Durchlaßkurve und/oder
-
Filter
Dämpfungswerte a~t bei diskreten Frequenzen, z. B.
~f= fo ± n ·9kHz (n ganz),
Z22
Charakterisierung der Weitabselektion durch die
-
Sperrdämpfung bei großen Verstimmungen, z. B.
~f> 100kHz.
Bild 31. Zur Definition der Transimpedanz Z21 eines Filters: Filter mit
Abschlußwiderständen RA 1 und RA 2, Ansteuerstromquelle 19
sowie Eingangs- und Ausgangsimpedanz Z 11 und Z22
Zu diesen Kenngrößen sollen einige Erläuterungen und Anmerkungen gegeben werden.
Als ZF-Mittenfrequenz fo sind bei AM-Rundfunkgeräten Werte
zwischen 450 kHz und 480 kHz gebräuchlich. Bei in diesem
Bereich liegenden ZF-Frequenzen lassen sich mit relativ-geringem Filteraufwand die geforderten Werte für die Übertragungsbandbreite und eine befriedigende Nahselektion sowie
ausreichende Werte für die Spiegelselektion durch den Vorkreis im Lang-, Mittel- und unteren Kurzwellenbereich erzielen. ln diesem Frequenzbereich sind auch die Störungen
durch Direktempfang externer im ZF-Bereich liegender
Signale wegen der international festgelegten Sendefrequenzen besonders gering. Interferenzstörungen lassen sich klein
halten, wenn die Zwischenfrequenz fo als ein ganzzahliges
Vielfaches des verwendeten Sendefrequenz-Rasterabstandes (in Zone 1 bei Lang- und Mittelwelle 9kHz) gewählt wird.
Nach dem Amtblatt der Deutschen Bundespost Nr. 69/1981
wird angestrebt, international eine einheitliche Zwischenfrequenz von459kHz einzuführen. Weiterhin ist heute eine
Zwischenfrequenz von455kHz gebräuchlich.
Filter
--Z22
Bild 32. Zur Definition der Einfügungsdämpfung OE eines Filters : Filter mit Abschlußwiderständen RA 1 und RA 2 , Ansteuerspannungsquelle U9 sowie Ein- und Ausgangsimpedanz Z 11 und
Z22
durch eine Stufe mit Steilheit S = /9 /Ui geliefert, so gilt für die
Spannungsverstärkung vom Stufeneingang bis zum Filterausgang
ln den weiter unten angegebenen Beispielen dimensionierter
ZF-Filterschaltungen wurde einheitlich ein Wert fo =460kHz
verwendet. Filter mit anderen Mittenfrequenzen lassen sich
durch geeignete Bauelementeauswahl (Keramikschwinger)
und entsprechend geringfügige Umdimensionierung leicht
realisieren .
Uo
Vu = - = SZ21·
(33)
ui
Bei Spannungsansteuerung des ZF-Filters gemäß Bild 32 ist
die der Transimpedanz entsprechende Kenngröße die Durchgangsdämpfung 0 0 des abgeschlossenen Filters ,
+
Die Gesamtübertragungsbandbreite des Empfängers (gemessen über alles einschließlich des externen NF-Filters) wird
zweckmäßigerweise nach den Hörgewohnheiten des jeweiligen Landes sowie der Dichte und Stärke der dort zu empfangenden Sender festgelegt. ln Europa sind 6 dB-Gesamtübertragungsbandbreiten bei AM-Rundfunkempfang zwischen
1,5 kHz und 2,5 kHz üblich.
wobei der Faktor Oo = (RA1 + RA2)/RA 2 die Grunddämpfung
und OE die sogenannte Einfügungsdämpfung ist, die das
eigentliche Filter hervorruft. Für OE ergibt sich aus GI. (34)
Die erforderliche Durchlaßkurve des ZF-Filters, insbesondere
dessen 3dB- bzw. 6dB-Bandbreite, hängt dann vom verwendeten NF-Filter ab (vgl. Bild 51). ln der Praxis muß bei der
Wahl der ZF-Filter-Durchlaßkurve wegen des begrenzt zugelassenen Aufwandes ein Kompromiß zwischen der 3dB- bzw.
6 dB-Übertragungsbandbreite und der Nachbarselektion bei
9 kHz oder 18 kHz eingegangen werden .
Weitere Kenngrößen sind die Eingangsimpedanz Z11 und die
Ausgangsimpedanz Z22 des ZF-Filters, deren Definition aus
Bild 31 oder 32 hervorgeht.
Oo =
= Oo OE '
(34)
Für eine gute Nachbarkanalselektion muß die Flankensteilheit
der Durchlaßkurve im Nachbarselektionsbereich hinreichend
groß gewählt werden , was jedoch nur mit entsprechendem
Filteraufwand erreichbar ist. Hier muß ein günstiger Kompromiß zwischen Aufwand und Filtereigenschaften gesucht werden. Die Selektion läßt sich durch die Größe
I
Uo (~f)
z21 (~f)
a~t(dB)=201gU. (~f-O)
I_
t=201g L7
cons
0
21 0
9
(32)
deren Wert Z21 o bei der Frequenz fo und bei bestimmten Abschlußwiderständen RA 1 und RA 2 des Filters auf die übrige
Schaltung angepaßt sein muß. Wird der Filteransteuerstrom /9
~LVD
RA 1
RA2 OE
RA2
Nicht nur die Größe Z21 , sondern auch 0 0 bzw. OE, Z 11 und
Z22 werden als Kennwerte im allgemeinen bei der Mittenfrequenz fo angegeben und dann mit einem Index 0 versehen .
ZF-Filter werden meistens gemäß Bild 31 von einer Stromquelle /9 angesteuert. Eine wichtige Kenngröße des Filters ist
dann die Transimpedanz
Uo
1g .
Uo
(34a)
Die Welligkeit (darunter versteht man z. B. bei überkritisch
gekoppelten Bandfiltern die auftretende Einsattelung in der
Durchlaßkurve) und Asymmetrie der Durchlaßkurve sollte
möglichst klein s~i.n.
Z21=
!:!SJ. =
(35)
bei verschiedenen Werten der Verstimmung~ f = f- fo (z. B.
bei ganzzahligen Vielfachen von 9kHz) beschreiben .
22
Technische Information
830429
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Die Weitabselektion des ZF-Filters muß natürlich so groß sein,
daß Signale mit größeren Frequenzablagen I~ fi = if- fol
von z. B. über100kHz genügend stark gedämpft werden . Zu
berücksichtigen sind hier die Eigenschaften der Vorselektion
und der Vor- und Mischstufe. Signale, die durch Nichtlinearitäten in den vorderen Stufen entstehen und in den Nutzkanal
fallen (Kreuzmodulationsprodukte , unerwünschte Mischprodukte der Mischstufe), können nämlich durch ein nachfolgendes Filter nicht mehr eliminiert werden , so daß die Stärke dieser
Mischprodukte die wirksame Gesamtselektion bestimmt. Es
bringt daher keinen Vorteil , die von der Antenne kommenden
Störsignale im Nah- und Fernbereich durch die ZF-Filterdämpfung wesentlich kleiner zu machen als die Mischprodukte, die
durch Nichtlinearitäten der vor dem ZF-Filter liegenden Stufen
hervorgerufen werden und in den Nutzkanal fallen .
3.3.2. Filterbauformen
Die Empfängerschaltung TDA 1072 wurde ausgelegt für den
Einsatz von ZF-Kompaktfiltern. Diese erfordern weniger Aufwand in der Außenbeschaltung und weniger Anschlüsse an
der integrierten Schaltung im Vergleich zu Schaltungen mit
verteilter ZF-Selektion . Kompaktfilter, die die im vorigen Abschnitt genannten Eigenschaften haben, lassen sich auf verschiedene Weise aufbauen. Einige gebräuchliche Bauformen
·
sind :
Die Eigenschaften von Keramikfiltern lassen sich ähnlich wie
diejenigen eines Gesamt-ZF-Filters durch eine Reihe von
Daten charakterisieren , die hier, soweit sie vom Gesamtfilter
abweichen , mit dem Index K versehen werden :
reine LC-Bandfilter mit zwei oder mehr Kreisen,
Keramikresonatoren oder
-
Quarzresonatoren ,
Hersteller angegeben werden . Wichtig ist, daß der Hersteller
die Resonatoren für ein Keramikfilter selektiert liefert, so daß
bei Einhalten der Nennwerte für die Koppelkapazitäten und
Abschlußwiderstände die Filtertoieranzen relativ klein bleiben .
Es werden auch komplette mehrpolige Keramikfilter angeboten, bei denen in einem Gehäuse mehrere intern gekoppelte
Keramikresonatoren untergebracht sind .
Um unerwünschte Nebenwirkungen zu vermeiden , sollten die
Resonatoren (wenn nicht vom Hersteller ausdrücklich zugelassen) so betrieben werden , daß zwischen ihren Anschlüssen keine Gleichspannungen auftreten .
Filter, bestehend aus piezoelektrischen Resonatoren , insbesondere aus
-
Bild 33. Beispiel für ein Keramikfilter, das aus drei kapazitiv gekoppelten Keramikresonatoren aufgebaut ist
Mittenfrequenz t0 des Durchlaßbereiches (arithmetischer
Mittelwert von unterer und oberer 3 dB- bzw. 6 dB-Grenzfrequenz),
3dB- bzw. 6dB-Bandbreite
Hybridfilter, bestehend aus einer Kombination von LCKreisen und piezoelektrischen Resonatoren , insbesondere
Keramikresonatoren.
~fK .
Welligkeit im Durchlaßbereich ,
Einfügungsdämpfung DEK bei Nennabschluß,
- . Nennabschlußwiderstände RA1 Knenn . RA2Knen n.
Für den Einsatz in Rundfunkempfängern werden heute meist
Hybridfilter mit Keramikresonatoren bevorzugt. Die Gründe
hierfür sind :
Eingangsimpedanz Z11 Kund Ausgangsimpedanz Z22K.
Frequenzen~ f =
geringer Platzbedarf,
Selektion im Nahbereich bei
von z. B. n ·9kHz (n ganz),
wenig Abgleichpunkte, da die Keramikresonatoren selektiert geliefert werden und nur ein Abgleich der LC-Kreise
erforderlich ist,
Weitabselektion für Frequenzablagen
l~fl = if- fol >100kHz.
Die Werte für die Einfügungsdämpfung DEK· die Eingangsimpedanz Z11 Kund die Ausgangsimpedanz Z22K werden meist
bei der Mittenfrequenz fo angegeben .
ausreichende Weitabselektion durch LC-Kreise (Filter, die
ausschließlich aus Keramikresonatoren aufgebaut sind ,
haben im al lgemeinen wegen auftretender Nebenresonanzen keine befriedigende Weitabselektion),
Wendet man GI. (34) auf das Keramikfilter an , so ergibt sich
für die Durchgangsdämpfung dieses Filters
günstiges Kosten/Le istungsverhältnis.
D
Da sich wegen der genannten günstigen Eigenschaften derartige Hybridfilter weitgehend durchgesetzt haben, soll im fol genden nur auf die reinen Keramikfilter und den Aufbau der
erwähnten Hybridfilter näher eingegangen werden .
DK
!}_g_ RA1K + RA2K D
Uo =
RA2K
EK
(36)
=
RA2K
. !:!_g_
RA1K + RA2K Uo
=
RA2K
DoK .
RA1K + RA2K
(36a)
Zu beachten ist, daß DEK noch von RA1 Kund RA2K abhängt. Aus
diesem Grunde wird DEK für bestimmte Nennabschlußwiderstände RA1 Knen n und RA2Knenn angegeben . Sind die Werte dieser Widerstände gleich , ergibt sich die einfache Beziehung
3.3.3. Keramikfilter
Ein Keramikfilter besteht im allgemeinen aus zwei oder mehreren in Serie geschalteten Keramikresonatoren , die in geeigneter Weise miteinander gekoppelt sind . Häufig werden
die dreipoligen Keramikresonatoren mit je einem Eingangs-,
einem Ausgangs- und einem Masseanschluß einzeln geliefert ; die Kopplung erfolgt, wie Bild 33 in einem Beispiel zeigt,
über Koppelkondensatoren , deren Kapazitätsnennwerte vom
Technische Information
=
und für die Einfügungsdämpfung
0 EK
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f- fo
D EK
1
.. . be1" RA1K = RA2K = RAK .
= 2 !:!sJ.
Ua , gult1g
(36b)
Dem Keramikfilter kann nach GI. (32) auch eine Transimpedanz
Z21 K zugeordnet werden , die sich durch die Filterdämpfung
23
~LVD
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bzw. DEK ausdrücken läßt. Mit einem eingangsseitigen
Abschlußwiderstand RA 1K als Generatorwiderstand gilt
/9 = U9 /RA 1• so daß sich mit GI. (32) und (34) ergibt
DoK
z21K
= Uo
RA1K
=
U9
RA1K
DoK
=
RA1K RA2K _1_
RA1K
RA2K DEK
+
.
Keramikresonator
Tr
(37)
Im Fall gleichgroßer Abschlußwiderstände vereinfacht sich die
Beziehung zu
Z21K
RAK
= 2 0 EK, gültig bei
RA 1K
=
RA 2 K
=
(37a)
RAK.
Das Keramikfilter sollte möglichst mit den vom Hersteller angegebenen Nennabschlußwiderständen RA1 nenn und RA2nenn betrieben werden . Kleinere Abweichungen der Abschlußwiderstände von den Nennwerten bis in die Größenordnung von
± 30% beeinflussen die Form der Durchlaßkurve, d. h. die Frequenzabhäng igkeit der Einfügungsdämpfung DEK nur wenig .
Bei erheblich stärkeren Fehlabschlüssen können sich aber
sowohl der Wert von DEK bei Mittenfrequenz als auch die Frequenzabhängigkeit von DEK merklich verändern und kann
eine mehr oder weniger unsymmetrische Durchlaßcharakteristik auftreten .
Die Kenntnis der Eingangsimpedanz Z1 1K und der Ausgangsimpedanz Z22K des Keramikfilters ist von Bedeutung, um die
Belastung der übrigen Schaltung durch das Keramikfilter berücksichtigen zu können . Bei Mittenfrequenz fo sind diese beiden Größen näherungsweise reell, z11 KO ~ RK1 , z22KO ~ RK2.
während bei Frequenzablagen ~ f die Blindanteile schon bald
nicht mehr vernachlässigt werden können . Auch die Beträge
der Eingangs- und Ausgangsimpedanz sind stark frequenzabhängig , was bei Hybridfiltern bei ungenügender Entkopplung zwischen Schwingkreis und Keramikfilter zu einer unerwünschten Verformung (Asymmetrie, Welligkeit) der Gesamtdurchlaßkurve führen kann. Weiterhin ist zu beachten , daß für
den nutzbaren Stromaussteuerbereich eines Ansteuerverstärkers wegen des begrenzten Spannungsaussteuerbereichs der
größte Wert der Eingangsimpedanz des Filters maßgebend ist,
der wegen der Frequenzabhängigkeit von Z11 K im allgemeinen
nicht bei Mittenfrequenz, sondern erst bei einer bestimmten
Frequenzablage ~ f auftritt.
3.3.4.
Hybridfilter
3.3.4.1. Grundschaltungen
Bild 34. Grundschaltung eines hybriden ZF-Filters, bestehend aus
einem Eingangs- und einem Ausgangs-LC-Kreis sowie
einem Keramikresonator in Brückenschaltung
gekoppelt sind . Sie ist außerdem zur Kompensation der Resonatorkapazität als Brückenschaltung ausgeführt.
Diese Schaltung wird noch vielfach verwendet, und sie hat
grundsätzlich den Vorteil , daß die Ausgangsimpedanz Z22
oberhalb des Durchlaßbereiches bei hohen Frequenzen
gegen Null geht. Ein kapazitives Übersprechen zwischen
Mischerausgang oder Oszillator einerseits und ZF-Verstärkereingang andererseits wird hierdurch weitgehend unterbunden und dadurch die Weitabselektion verbessert sowie der
praktische Filteraufbau erleichtert.
Da mit der Schaltung TDA 1072 bei Einsatz eines ZF-Filters mit
einem LC-Kreis und einem aus zwei Resonatoren bestehenden
Keramikfilter die gleichen Eigenschaften wie mit dem Brückenfilter erreicht werden, wird im folgenden auf eine ausführliche
Beschreibung dieses Grundtyps verzichtet.
b) Ein LC-Kreis am Eingang eines Keramikfilters
Diese Grundschaltung, bei der das Keramikfilter aus zwei
oder mehreren Resonatoren aufgebaut sein kann, ist in Bild 35
dargestellt.
Soll im Schwingkreis am Eingang eine vorgegebene kleine
Kreiskapazität verwendet werden (z. B. um bei entsprechend
kleiner Bauform den Kondensator mit im Spulenbecher unterbringen zu können), so kann es erforderlich sein, die Ansteuerung des Filters über eine Anzapfung der Schwingkreisspule
vorzunehmen ..
c) Ein LC-Kreis am Eingang und ein zweiter LC-Kreis am
Ausgang des Keramikfilters
Bei Hybridfiltern werden verschiedene Grundschaltungen verwendet, von denen einige gebräuchliche hier kurz vorgestellt
werden sollen .
Die Schaltung dieses Filtertyps findet man in Bild 36. Sie
zeichnet sich dadurch aus, daß außerhalb des Durchlaßbereiches die Ausgangsimpedanz niedrig ist, wodurch , wie
schon erwähnt, das kapazitive Übersprechen auf den ZF-Verstärkereingang , weitgehend vermieden wird . Die Schaltung
wird auch deshalb hier aufgeführt, da sie vorteilhaft in AM/FM -
a) Hybridfilter mit zwei LC-Kreisen und einem Keramikresonator
Bild 34 zeigt diese Grundschaltung , bei der zwei LC-Kreise
über einen Keramikresonator frequenzabhängig miteinander
Keramikfilter
Tr
Uo
Bild 35. Grundschaltung eines hybriden ZF-Filters, bestehend aus einem Eingangs-LC-Kreis und einem Keramikfilter
~LVD
24
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Tr1
Rv1 '
Kerom ikf i lter
RK1
Tr 2
Rv2
[j
RK2
Uo
Bild 36. Grundschaltung eines hybriden ZF-Filters, bestehend aus einem Eingangs- und einem Ausgangs-LC-Kreis
und einem dazwischenliegenden Keramikfilter
FM- ZF- Filter
FM-ZF
FM -ZF- Verstärker
und Demodulator
TDA 15 76
vom FM -ZFVorverstörker
AM-ZF
22
nF
460kHz
av--......--.......-t~
NF- Ausgongsspannung des
FM- Teils
10,7 MHz
AM-FM -Nochstimmsponnung
AM- Empfängerschaltung TDA 1072
Bild 37. Gewinnung einer AM-Nachstimmspannung mit Hilfe des FM-ZF-Verstärkers TDA 1516 in einem AM/ FM-Empfängerkonzept. Das AMZF-Signal wird dazu vom LC-Ausgangskreis des AM-ZF-Filters dem ZF-Eingang (Anschluß 15) der Schaltung TDA 1516 über einen
300Q- Widerstand RF zugeführt. Bei FM-Empfang bildet dieser Widerstand den Abschluß des FM-ZF-Filters, da der Ausgangs-LCKreis des AM-ZF-Filters bei 10,1 MHzmit ca. 3,5 n sehr niederohmig ist.
ZF-Filter mit den folgenden , sich auf die ZF-Mittenfrequenz fo
beziehenden Kennwerte ausgelegt :
Empfängern mit automatischer Scharfabstimmung (AFC) oder
mit Suchlauf im AM-Empfangsteil eingesetzt werden kann . Bei
dieser Filtervariante ist es nämlich möglich, durch einfaches
Zusammenführen der Leitungen für das AM-ZF- und FM-ZFSignal am Eingang des FM-ZF-Verstärkers (mit nachfolgendem Frequenzdemodulator), ~lso ohne Umschalter oder Entkopplungsstufen, eine AM-Nachstimmspannung zu gewinnen, aus der wiederum leicht der erforderliche Stoppimpuls
für einen AM-Suchlauf abgeleitet werden kann. Bei diesem
Schaltungskonzept, dessen Prinzip Bild 37 zeigt, muß das
AM-ZF-Filter am Ausgang bei 10,7 MHzeine so kleine Impedanz haben, daß der 3000-Widerstand, über den das AMZF-Signal dem Eingang 15 der Schaltung TDA 1576 zugeführt
wird, auch den Abschlußwiderstand des FM-ZF-Filters darstellt.
a) Transimpedanz Z21 o =
b) Abschlußwiderstand
c) Eingangsimpedanz
Z21 onenn
RA2nenn
Z11 nenn ~
=
= 700 0 ,
= 3 kQ,
RLnenn
5 kQ.
Bei der Dimensionierung von Hybridfiltern muß man außerdem darauf achten , daß
d) das Keramikfilter ein- und ausgangsseitig mit den Nennwiderständen RA1Knenn und RA2Knenn abgeschlossen wird .
Weiterhin sollte
3.3.4.2. Anpassung des ZF-Hybridfilters an die
integrierte Empfängerschaltung TDA 10?2
e) die Betriebsgüte der LC-Kreise entsprechend den Anforderungen an eine ausreichende Weitabselektion einerseits
und eine nicht zu kleinen Übertragungsbandbreite andererseits gewählt werden. Bei den nachfolgenden Beispielen
mit einem LC-Kreis liegt die Betriebsgüte 0 81 zwischen
etwa 40 und 60, und bei dem Beispiel mit zwei LC-Kreisen
betragen die Betriebsgüten 0 81 ~50 und 0 82 ~ 20.
Wie bereits erwähnt, ist es erforderlich, bestimmte Kenngrößen des ZF-Filters an die übrige Schaltung anzupassen.
Die Schaltung TDA 1072 wurde bei der Entwicklung auf ein
Es wird empfohlen, von diesen Werten bei der Dimensionierung von ZF-Hybridfiltern auszugehen .
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25
~LVO
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Selbstverständlich können auch andere Kennwerte der Dimensionierung eines ZF-Hybridfilters für die Schaltung TDA 1072
zugrundegelegt werden , jedoch sind dann entweder zusätzliche Bauelemente zur Schaltungsanpassung erforderlich, oder
es ist mit Veränderungen der Eigenschaften der Gesamtschaltung zu rechnen. Dies soll an einigen wichtigen Fällen kurz
erläutert werden .
Der Einfluß der ZF-Filter-Transimpedanz Z21 auf die Eigenschaften der Gesamtschaltung lassen sich folgendermaßen
erklären: Im nichtgeregelten Zustand der Schaltung TDA 1072
ändert sich sowohl die NF-Nutzsignalausgangsspannung als
auch die NF-Rauschausgangsspannung proportional zur
Transimpedanz Z21· Da andererseits die NF-Ausgangsspannung im geregelten Schaltungszustand praktisch unabhängig
von der Transimpedanz Z21 ist, hängt das hörbare Abstimmverhalten der Empfängerschaltung, gekennzeichnet durch den
Begriff "Aufrauschen" (Verhältnis zwischen dem geregelten
NF-Signal eines Nutzsenders und der maximalen Störspannung (Rauschen) bei der Abstimmung zwischen zwei Nutzsendern bzw. bei schwachen Eingangspegeln}, unmittelbar
von der ZF-Filter-Transimpedanz Z21 ab. Weiterhin beeinflußt
der Wert der Transimpedanz Z21 die Großsignalverträglichkeit
(l)j HFmax für kges = const.}, den NF-Kiirrfaktor und die Kreuzmodulationsfestigkeitder Gesamtschaltung.
Wird ein anderer Abschlußwiderstand RA 2 am ZF-Filterausgang verlangt, als der Eingangswiderstand Ri 3; 4 = 3 kQ des
ZF-Verstärkers in der Schaltung TDA 1072, so läßt sich eine
richtige Anpassung leicht durch einen zusätzlichen Parallelwiderstand (bei RA 2 < 3 kQ) oder Serienwiderstand (bei
RA2 > 3 kQ) erreichen.
nis ü des Eingangs- und Ausgangsübertragers variiert werden. Ausführliche Hinweise über die Berechnung und Dimensionierung der hier diskutierten hybriden ZF-Filter findet man
im Anhang A3.
ln den Bildern 38 bis 41 sind als Beispiele vier dimensionierte
hybride AM-ZF-Filterschaltungen angegeben, die mit den im
Anhang A3 gegebenen Dimensionierungsvorschriften nach
den oben genannten Anforderungen berechnet worden sind
und die im folgenden kurz mit Filter 1, 2, 3 und 4 bezeichnet
werden. Die eingetragenen Anschlußbezeichnungen 1, 3 und 4
geben die Anschlußnummern der Schaltung TDA 1072 an . Der
Abschlußwiderstand RA2 = RL von 3 kQ ist in der Schaltung
TDA 1072 integriert. Die Kapazität CM dient dazu, den Fußpunkt des eingangsseitigen Schwingkreises wechselspannungsmäßig an Masse zu legen, da über die Schwingkreisspule die Versorgungsspannung der Mischstufe zugeführt
wird. Mit dieser Kapazität wird gleichzeitig eine Entkopplung
zwischen Versorgungsspannungsquelle und Empfängerschaltung erreicht.
. Beim Filter 1 nach Bild 38 handelt es sich um eine Schaltung
mit einem aus zwei Keramikresonatoren bestehenden Keramikfilter und einem davor liegenden LC-Kreis , der vom Mischerausgangsstrom /9 = /1 am Hochpunkt angesteuert wird.
Ist die Schwingkreiskapazität, z. B. mit 430 pF, vorgegeben, so
ist es zweckmäßig, den Mischerstrom /9 an einer Anzapfung
der Schwingkreisspule einzuspeisen . Man gelangt so zur Filterschaltung 2 nach Bild 39. Das in Bild 40 angegebene Filter 3
ist entsprechend der Grundschaltung nach Bild 36 außer am
Eingang auch am Ausgang des Keramikfilters mit einem LC-
Durch die Eingangsimpedanz Z11 des ZF-Filters wird die Aussteuerfähigkeitder Mischstufe beeinflußt, da diese Impedanz
im Kollektorkreis des Mischers liegt. Je größer die Impedanz
Z 11 ist, um so eher wird mit wachsender HF-Eingangsspannung Ui HF die Spannungsaussteuergrenze der Mischstufe
erreicht, die bei der Schaltung TDA 1072 bei U0 1/16mm = 5,0 V
bzw. beim Gleichspannungspegel U1116 = UP(13/16) - 2,5 V
liegt. Bei dem empfohlenen Nennwert Z11 nenn :::::: 5 kQ
(~ 7 kQ) tritt bei maximalem Eingangssignal Ui HF= 500 mV
und starker Modulation (m = 80%) noch keine Begrenzung
und damit keine zusätzlichen Verzerrungen sowohl bei Sollabstimmung als auch bei Verstimmungen auf, vorausgesetzt
der Gleichstromwiderstand zwischen Anschluß 1 und der Versorgungsspannung ist hinreichend klein (Gieichspannungsabfall an der externen Impedanz ~0,1 V).
Bild 38. Schaltung des ZF-Filters 1 mit zwei Keramikresonatoren und
einem LC-Schwingkreis am Filtereingang
Bei ZF-Filterschaltungen , bei denen im externen Miseherkreis
ein größerer ohmscher Widerstand als Arbeitswiderstand liegt
(z. B. bei RC-Ankopplung von reinen Keramikfiltern ohne LCSchwingkreis am Eingang}, ist der Spannungsaussteuerbereich des Mischers entsprechend herabgesetzt. Eine Vergrößerung des Aussteuerbereiches und damit eine Verbesserung der Signalverträglichkeit läßt sich in diesen Fällen, falls
gewünscht, entweder durch eine Drosselkopplung zwischen
Mischerausgang und ZF-Filtereingang (eine ZF-Drossel im
Ausgangskreis des Mischers sorgt für einen kleinen ohmsehen Widerstand der Arbeitsimpedanz) oder durch ein Verkleinern der Betriebsspannung U13/16 der integrierten Schaltung gegenüber der Betriebsspannung des Mischers bzw.
durch eine Erhöhung der Mischerbetriebsspannung erreichen.
Ig
Bei der Dimensionierung eines ZF-Hybridfilters nach den
Grundschaltungen der Bilder 35 und 36 können im wesentlichen der Entkopplungswiderstand Rv (bzw. die Entkopplungswiderstände Rv 1 und Rv2) und das Übersetzungsverhält-
~LVD
Bild 39. Schaltung des ZF-Filters 2. Wie Filter 1, jedoch mit Ansteuerung an einer Anzapfung der Schwingkreisspule.
26
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Bild 40. Schaltung des ZF-Filters 3 mit zwei Keramikresonatoren und je einem LC-Schwingkreis am Filterein- und Filterausgang
Kreis ausgestattet, so daß die Ausgangsimpedanz dieses Fil ters außerhalb des ZF-Bereiches klein ist. Wie aus einem Vergleich der Filterschaltungen 1 und 3 hervorgeht, hat der Ausgangs-LC-Kreis Auswirkungen auf die Dimensionierung des
Primärübertragers Tr 1 und auf den Vorwiderstand Rv 1 . Das
Filter 4 nach Bild 41 ist schließlich ein Beispiel für eine Schaltung mit einem aus drei Keramikresonatoren bestehenden
·Keramikfilter und einem Eingangs-LC-Kreis.
sowie einige charakteristische Eigenschaften der vorgestellten
Gesamtfilterschaltungen zum Vergleich gegenübergestellt. Die
in der Tabelle angegebenen Eigenschaften der Gesamtfilterschaltungen und die in Bild 42 dargestellten Selektionskurven
sind durch Messungen an Musterschaltungen ermittelt worden. Bei den ÜbertragernTrist der verwendete Spulenkörper
und die Wicklungsart von Wichtigkeit, damit die lnduktivitäten
der Spulen die richtigen Werte annehmen und der Kopplungsln der Tabelle 1 aufS . 28 sind die wichtigsten Dimensionierungs- faktor zwischen den Übertragerwicklungen möglichst groß
ausfällt und nahe an den Wert k = 1 herankommt. Die zuunangaben, die Typen und Daten der verwendeten Keramikfilter
terst auf den Spulenkörper aufgebrachte Wicklung ist die
Wicklung mit der Windungszahl n1, die darüberliegende hat
die Windungszahl n2 . Der Wicklungsanfang ist in den Schaltungen der Bilder 38 bis 41 jeweils durch einen Punkt markiert. Beide Wicklungen haben den gleichen Wicklungssinn
und sind lagenweise gewickelt.
Die in der Tabelle 1 vorkommenden Größen a-9 , a-18 und a-27
bedeuten den arithmetischen Mittelwert der in dB gemessenen Selektion a~t bei Verstimmungen !J. f von +9kHz und
-9kHz, von +18kHz und -18kHz sowie von +27kHz und
-27kHz. Unter Selektion wird hier die durch GI. (35) definierte
Größe a~t (dB) verstanden .
Die Angaben der Eingangsimpedanz Z11 o und der Transimpedanz Z21 0 beziehen sich bei abgeglichenem Filter auf die
Filter-Mittenfrequenz (!J.. f = 0), hier also auf den Nennwert der
Zwischenfrequenz von fo = fzFnenn =460kHz. Der Filterab-
Bild 41. Schaltung des ZF-Filters 4 mit drei Keramikresonatoren und
einem L C-Schwingkreis am Filtereingang
~J
lT
ll
\\
~·
z 21(M)/
Z21 0
l
~
~
~
lf
I
1
\
1\
1
0
-20
Filter
~,1 ,2
lQ - 2
- 40
~-\\- 3
I\\\ 4
!
\\ I\
Filter !
1,2 , 3 -/ /-4
1/
\ \
I
I I
Ii I
10-3
\ \ \
1\ I'
.j
Filte~ i
I
111:~-'(-.3/
-1 00
-60
\ 1\
. 1/
10- 4
I-
11
1
! 1;11
-10
-1
-0,1 0,1
i
I\
\
·W
'
:\
-80
10 t:.f =f osz - f e 100
( kHz)
Bild 42. Abhängigkeit der Selektion
830429
O"L1t
und des Betrags der normierten Transimpedanz Z2 1 (.1 f)IZ210 von der Verstimmung .1 f = fosz - fe
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~LVD
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Tabelle 1 : Eigenschaften und Bauelementedaten der in Bild 38 bis 41 angegebenen ZF-Filter
Filterschaltung
1
Bild 38
2
Bild 39
3
Bild 40
4
Bild 41
5,1
0,72
3,8
0,67
4,6
0,69
5,0
0,71
58
40
-
3,6
35
52
63
3,8
31
49
58
52
18
3,6
36
54
66
57
-
Tr
7 MNS A 6476 DY
11 : 31
0,08 Cul
70
Tr
L7 PESA 0060 BTG*)
13 : (33 + 66)
0,06 Cul
50
A. Gesamtschaltung
Eingangsimpedanz Z11 o
Transimpedanz Z21 o
Betriebsgüte
Eingangs-LC-Kreis 0 81
Ausgangs -LC-Kreis 0 82
3 dB-Bandbreite b:3d8
Selektion 0"9kHz
0"1 8kHz
0"27 kHz
B. Spulendaten
Übertrag er
Toko-Spulentyp
Windungszahlen n 1 : n2
Spulendraht
Spulenleerlaufgüte 0 0
Anschlußbelegung
(vo n unten gesehen)
C. Keramikfilter
Typ
Einfügungsdämpf. OEKtyp
Abschlußwiderstand R AK
am Filterein- und -ausgang
3 dB -Bandbreite b:3d 8
Selektion a 9 kHz
11
•
) c: 31
• •
•)
13
•
c-~~6
• 33 · -
_T
Tr 1
7 MNSA 6478 DY
15 : 31
0,1 Cul
80
15
-
4,0
42
64
74
Tr2
7 MNS A 6475 AIH
29 : 29
0,08 Cul
60
• • 31
) (·
• •
kQ
kQ
29
• ,. 29
) •
•n1 •n2
kHz
dB
dB
dB
Tr
7 MNS A 6477 DY
13:31
0,09 Cul
75
13
mm
• • 31
) (·
• •
SFZ 460 A
4
3
SFZ 460 A
4
3
SFZ 460 A
4
3
SFT 460 B
6
3
dB
kQ
4,2
24
4,2
24
4,2
24
4,5
38
kH z
dB
*) Dieser Spulensatz enthält auch die Schwingkreiskapazität von 430 pF
Bei den hier diskutierten vier ZF-Filterschaltungen handelt es
sich selbstverständlich nur um Beispiele , die auf die Empfängerschaltung TDA 1072 angepaßt sind . Andere ZF-Filter mit
anderen Ausgangsdaten und anderen Nebenbedingungen
lassen sich mit Hilfe der im Anhang angegebenen Oimensio nierungsvorschriften berechnen . 'f/as für ein Filter im Einzelfall
verwendet wird, hängt vom Schaltungskonzept des Gesamtempfängers, von den vorliegenden Anforderungen und nicht
zu letzt vom zulässigen Aufwand ab .
gleich geht sei vor sich , daß man bei f = fzF nenn durch Variieren der Induktivität des Eingangs-LC-Kreises und beim Filter 3 auch des Ausgangs -LC-Kreises eine minimale Übertragungsdämpfung , d . h. eine maximale Transimpedanz einstellt.
Die Durchlaßkurven der vier angegebenen Filterschaltungen
findet man in Bild 42 , wo die Selektion a(~ f) über einer logarithmisch eingeteilten Achse der Verstimmung~ f aufgetragen
ist. Bei dieser Darstellung ist es möglich, sowohl im DurchlaBbereich als auch im angrenze,nden Sperrbereich die Selektionswerte gut ablesen zu können . Andererseits kann der Bereich um den Verstimmungsnullpunkt (~ f::::::: 0) nicht dargestellt
werden, so daß das Diagramm aus zwei Teilen, einem für positive und einem für negative Verstimmungen, besteht.
3.4. NF-Filter
Am Ausgang des Demodulators treten neben dem gewünsch ten NF-Nutzsignal auch noch eine Reihe von Störsignalen auf,
vor allem Oberwellen d.es ZF-Signals , aber auch zahlreiche
Mischprodukte zwischen den einzelnen Komponenten des
ZF-Signals . Oie höherfrequenten Komponenten dieser unerwünschten Signale werden schon innerhalb der integrierten
Schaltung durch interne Tiefpässe stark abgeschwächt , jedod
reichen diese Tiefpässe nicht ganz aus, um das NF-Nutzsignal
von allen im Demodulator entstehenden Störspannungen hin reichend zu befreien.
Aus Tabelle 1 geht hervor, daß bei allen vier vorgestellten ZFFiltern die Transimpedanz Z21 0 nur wenig vom gewünschten
Wert Z21 onenn = 700 .Q abweicht. Weiterhin liegt der Wert der
Eingangsimpedanz Z11 0 , wie angestrebt, bei ca. 5 k.Q.
Oie Durchlaßkurven sind bei den Filtern 1 und 2, wie nicht
anders zu erwarten , praktisch identisch . Gegenüber diesen
Filtern zeigt die Durchlaßkurve des Filters 3 zwar die gleiche
3 dB-Bandbreite aber, bedingt durch den zweiten LC-Kreis ,
etwas steilere Flanken ; auch die Weitabselektion ist bei die sem Filter besser. Verglichen mit den anderen Filtern hat
schließlich Filter 4 wegen des verwendeten Dreifach -Keramik schwingers eine etwa 10% größere 3 dB-Bandbreite und eine
noch größere Flankensteilheit als Filter 3.
~LVD
Um eine ausreichende Unterdrückung der außerhalb des
Nutzfrequenzbandes liegenden Signale zu erzielen , ist es
erforderlich, noch ein externes Tiefpaßfilter mit geeignetem
Frequenzgang am NF-Ausgang , Anschluß 6 der Schaltung
28
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TDA 1072, vorzusehen. Der Amplitudenfrequenzgang dieses
NF-Filters sollte oberhalb des Nutzsignal-Übertragungsbereiches in einen steilen Abfall übergehen. Aus dieser Forderung
ergibt sich, daß die obere 3 dB-Grenzfrequenz f0 des NF-Filters etwa bei der halben ZF-Bandbreite liegen sollte .
Bei Belegung eines Nachbarkanals entsteht im Demodulator
ein Interferenzsignal zwischen dem Nutz- und dem Nachbarträger, das entsprechend dem Kanalabstand im Mittel- und
Langwellenbereich bei9kHz (gültig für Zone 1) und im Kurzwellenbereich bei5kHz liegt. Dieses Interferenzsignal kann
störend in Erscheinung treten, wenn der Nachbarträger am
Empfängereingang bezogen auf den Nutzträger relativ stark
ist und keine sehr große Nachbarkanalselektion vorhanden
ist. Diese Störungen können durch geeignete, im NF-Filter
vorgesehene Sperren für 9 kHz bzw. 5 kHz beseitigt werden .
Derartige Sperren lassen sich in der Praxis leicht mit LCSchwingkreisen (siehe Bild 47), AC-Netzwerken (z. B. WienBrückenschaltung) oder aktiven Filtern realisieren.
Unter dem Frequenzgang "über alles" , auch als Gesamtfrequenz bezeichnet, soll im folgenden die normierte Größe
Uo NF (fmod)/Uo NFmax
verstanden werden , wobei fmod die Modulationsfrequenz des
HF-Trägers und UoNFmax die maximale NF-Ausgangsspannung bei Variation von fmod und konstantem Modulationsgrad
m bedeuten. Diese Größe ist praktisch unabhängig von der
HF-Eingangsspannung und vom Modulationsgrad, sobald der
Signai-Rauschabstand einen bestimmten Wert überschritten
hat.
Zur Ausgewogenheit des Klangbildes sollte zu dem Höhenabfall im Gesamtfrequenzgang , charakterisiert durch eine
obere Grenzfrequenz !0 , auch ein passender Abfall bei tiefen
Frequenzen vorgesehen werden, wobei nach praktischen
Erfahrungen die untere Grenzfrequenz fu etwa bei
Der Gesamtfrequenzgang hängt natürlich von allen frequenzselektiven Gliedern der Übertragungskette ab, also insbesondere von der Durchlaßkurve des Vorkreises, des ZF-Filters
und des NF-Filters. Die Beeinflussung des Gesamtfrequenzganges durch das NF-Filter kann gezielt dazu benutzt werden,
den Frequenzgang "über alles" zu verbessern und an bestimmte Anwendungsfälle anzupassen.
f. /H
u
z
=
400 000
10 1Hz
liegen sollte. Ein derartiger Abfall bei tiefen Frequenzen kann
problemlos, wie aus den nachfolgenden Beispielen hervorgeht, durch eine geeignete AC-Kopplung am Ausgang des
NF-Filters erzielt werden.
Um den allmählichen Abfall des Gesamtfrequenzganges
innerhalb des Nutzübertragungsbereiches zu verkleinern
ohne den steilen Abfall der Übertragungskurve und die Nachbarselektion zu verringern, kann es z. B. zweckmäßig sein,
in der Umgebung der oberen Grenzfrequenz f0 eine Anhebung im Frequenzgang des NF-Filters vorzusehen, die jedoch
nicht zu einer (spürbaren) Überhöhung, d. h. zu einer Welligkeit, im Gesamtfrequenzgang führen darf.
Im folgenden wird anhand von drei Beispielen gezeigt, wie
derartige NF-Filter aufgebaut und dimensioniert werden können.
ln Bild 43 ist ein NF-Filter angegeben, das auch in der Meßschaltung (Bild 1) verwendet wird. Es besteht aus zwei ohne
Entkopplung in Serie geschalteten AC- Tiefpaßgliedern A1 = A0 ,
C1 und A2, C2, wobei als Widerstand A1 des ersten AC-Gliedes
der Ausgangswiderstand A0 der Schaltung TDA 1072 am NFAusgang verwendet wird. Aus Bild 43 geht auch hervor, wie in
einem modernen AM/FM-Konzept das AM-NF-Signal und das
FM-Multipex-Signal dem Eingang des Stereo-Decoders - hier
der Schaltung TDA 1578 A - zugeführt wird : Dieser Decoder
besitzt einen stromgesteuerten Eingang mit dem Eingangswiderstand Ai : : : : 0, so daß beide Signale einfach über Widerstände (AKA·M. AKFM) dem Eingang, Anschluß 6, zugeführt werden können. Wegen des kleinen Eingangswiderstandes Ai sind
beide Kanäle ohne zusätzlichen Aufwand genügend voneinan-
Bei AM-FM-Empfängern durchläuft das AM-NF-Signal in vielen modernen Schaltungskonzepten auch den Stereodecoder, weil sich dann das Zusammenführen des AM- und des
FM-NF-Zweiges am einfachsten und unter Ausnutzung der
internen Stufe zur Mono-/Stereoumschaltung ohne zusätzliche externe Schalter durchführen läßt. ln diesen Fällen muß
darauf geachtet werden, daß der Gesamtfrequenzgang auch
bei AM-Empfang durch die Deemphasisglieder mit einer Zeitkonstante von 50 IJ.S (Tiefpaß-Grenzfrequenz 3183Hz) beeinflußt wird.
Deemphasisglied
15kQ
Stereo- Decoder
AM- EmpfängerSchaltung
TDA 1072
>-o-1_.5---~ Uo l
16
T
CKFM
Multiplex signal
vom FMDemodulator
15kfl
Deemphasisglied
Bild 43. Schaltung eines passiven RC-NF-Filters und deren Zusammenschaltung mit dem Stereodecoder TDA 1578A. Das vom FM-Demodulator kommende Multipexsignal wird ebenfalls dem Eingang des Stereodecoders zugeführt. Für den Gesamtfrequenzgang spielen
sowohl bei FM- als auch bei AM-Empfang die Deemphasisglieder im Stereodecoder eine nicht zu vernachlässigende Rolle.
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~LVO
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UoNdf)
201g.,...,--uoNF
max
-10
200 . 300
80 100
50
30
0
,... /~
v ~
500
2000
800 1000
--.
I-"
f (Hz)
.....
~V
5000
8000 10000
,
I' ..
\ "
"
~\
nur NF-Filter und TDA 1578A /
i\
-20
..
...
"'
Gesamtschaltung
-30
I
1\
-40
\
---
-50
-60
\
\
Bild 44. Amplitudenfrequenzgang des in Bild 43 angegebenen NF-Filters einschließlich der Wirkung der Deemphasisglieder sowie der mit diesem Filter gemessene Frequenzgang "über alles " vom HF-Eingang der Schaltung TDA 1072 (hier ohne Vorkreis) bis zum NF-Ausgang
des Stereodecoders. Bei der Messung des NF-Filter-Frequenzganges wurde ein amplitudenmoduliertes ZF-Signal dem Anschluß 3
der Schaltung TDA 1072 niederohmig zugeführt und die Modulationsfrequenz verändert. Die Messung des Gesamtfrequenzganges
erfolgte mit einer über eine Koppelkapazität an den Anschluß 14 der Schaltung TDA 1072 gelegten, amplitudenmodulierten HF-Spannung (Ui HF= 2m V. m = 30%) sowie mit einem ZF-Filter nach Bild 38 (Schaltungsversion 1).
.--1 1------+-~1 1---..---o
der entkoppelt. Die Widerstände sollten so gewählt werden ,
daß bei hinreichend großen HF-Eingangsspannungen und
mittleren Modulationsverhältnissen (AM: m = 30%, FM:~ f =
= 15kHz) gleichgroße NF-Signale bei AM- und FM-Empfang
am Ausgang des Stereo-Decoders auftreten.
uoNF
Durch Koppelkapazitäten CKAM und CKFM in Serie zu den
Widerständen RKAM und RKFM werden die unteren Grenzfrequenzen fu festgelegt und gleichzeitig eine galvanische Trennung zwischen dem AM- und FM-Demodulator sowie dem
Stereodecoder erzielt.
ln Bild 44 ist sowohl der Frequenzgang des NF-Filters nach
Bild 43 einschließlich Deemphasisglied als auch der Gesamtfrequenzgang von AM-Empfängerschaltung (ohne Vorkreis},
NF-Filter und Stereodecoder mit Deemphasisglied angegeben.
Bild 45. Schaltung eines aktiven RC-NF-Filters (Tiefpaß 3. Ordnung,
realisiert durch einen Emitterfolger, der über ein AC-Netzwerk positiv rückgekoppelt ist,· Signalauskopplung über
einen RC-Hochpaß)
20
UoNF(f)
lg UoNFmax
(dB) O
,.,.
-10
........ ~
---
--
-~---- 1-,
.....--
~"'-.....
~
.
'vv
nur NF-~~r\i\
r,
I'
.\
Ge~/mt
~rschaltung
-20
-30
-<r1\
-40
1\
-50
~
-60
30
50
80100
200 300
500
1000
2000
f(Hz)
10000
Bild 46. Amplitudenfrequenzgang des in Bild 45 angegebenen NF-Filters und der mit diesem Filter gemessene Frequenzgang "über alles"
vom HF-Eingang der Schaltung TDA 1072 (ohne Vorkreis) bis zum Ausgang des NF-Filters. Meßbedingungen wie bei Bild 44.
~LVO
30
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TDA 1072
4. Meßschaltung
L=375mH(für 5kHz)
ln den vorangegangenen Abschnitten wurde im wesentlichen
auf die einzelnen internen Stufen bzw. Funktionseinheiten der
AM-Empfängerschaltung näher eingegangen . Im folgenden
sollen einige Angaben über die Gesamtschaltung gemacht
werden . Da die Eigenschaften der Gesamtschaltung von der
äußeren Beschaltung abhängen , müssen sich solche Angaben auf eine bestimmte Schaltung beziehen. Als Bezugsschaltung wird hier die Meßschaltung nach Bild 1 verwendet.
Bild 47 Schaltung eines NF-Filters mit einem Sperrkreis zur Unterdrückung des bei Kurzwellenempfang auftretenden 5kHzlnterferenzsignals
Die Schaltungseigenschaften lassen sich, soweit sie das
Zusammenwirken aller Stufen der Schaltung betreffen , durch
folgende Größen und deren gegenseitige Abhängigkeiten
beschreiben :
Die Schaltung eines aktiven AC-Tiefpaß-Filters 3. Ordnung,
das sich als NF-Filter verwenden läßt, findet man in Bild 45.
Es handelt sich hierbei um einen Impedanzwandler (Verstärkerstufe mit Vu = 1), der über ein AC-Netzwerk rückgekoppelt
ist (Schaltung mit Einfachmitkopplung nach Fjällbrant). Als
Impedanzwandler wird ein Emitterfolger mit dem PNP-Transistor BC 558 B verwendet. Die Signale werden am Ausgang
über ein AC- Hochpaß abgenommen, der wieder für die untere
Grenzfrequenzfuder Gesamtanordnung maßgebend ist und
der für einen gleichspannungsfreien Ausgang sorgt.
HF-Eingangsspannung ui HF.
NF-Ausgangsspannung U0 NF.
Signal-Rausch-Verhältnis {(S + N)IN} am NF-Ausgang ,
Klirrfaktor k der NF-Ausgangsspannung .
Die Selektionseigenschaften einer kompletten Empfängerschaltung hängen nicht nur von den aktiven Stufen, sondern
natürlich in entscheidender Weise auch von den externen
Filtern ab. Die Daten zur Beschreibung der Selektionseigenschaften findet man, soweit sie nicht vom Vorkreis abhängen
(der in der Meßschaltung fehlt), in den Abschnitten über die
HF-Vorstufe, die Mischstufe, den Oszillator sowie das ZF- und
das NF-Filter. Weiterhin sind einige Eigenschaften von Gesamt-Empfängerschaltungen (mit Vorkreis) im Abschnitt 5 angegeben, in dem verschiedene Beispiele von AM -Empfängern
vorgestellt werden .
Den Frequenzgang dieses NF-Filters und der mit diesem Filter aufgebauten Gesamtschaltung zeigt das Bild 46. Im Frequenzgang des NF-Filters allein ist eine kleine Anhebung mit
einem Maximum bei ca. 3kHz vorhanden, durch die die obere
3 dB-Grenzfrequenz f0 der Gesamtschaltung von 1,5 kHz
(Schaltung mit passivem AC-Filter nach Bild 43) auf einen
Wert über 2 kHz nach oben verschoben wird, ohne daß eine
Überhöhung im Frequenzgang "über alles" auftritt.
Die im folgenden aufgeführten typischen Daten gelten für die
in Bild 1 dargestellte Meßschaltung unter den Nebenbedingungen Up = u13/16 = 8,5 V, {HF= 1 MHz, fmod = fNF =
=400Hz, m = 0,3, .fJu = 25 oc. sofern nichts anderes angegeben ist.
ln Bild 47 findet man schließlich die Schaltung eines passiNF-Filters, mit dem das bei Kurzwellenempfang häufig
vorkommende Interferenzsignal von5kHz stark abgesenkt
wird . Bild 48 zeigt den Amplitudenfrequenzgang des NF-Filters und der Gesamtschaltung. Dieses NF-Filter besteht, wie
das Filter von Bild 43, aus zwei in Serie geschalteten AC-Tiefpaßgliedern, jedoch liegt hier in Serie zum Widerstand des
zweiten AC-Gliedes noch ein LC-Parallelkreis mit einer Resonanzfrequenz von 5kHz. Die Signalauskopplung erfolgt wieder wie bei den übrigen Schaltungen über ein AC-Hochpaßglied, dessen Grenzfrequenz hier wegen der etwas kleineren
oberen Grenzfrequenz bei ca. 200 Hz liegt.
v~n
2Olg
Uo NF(fl
UoNFmax
ldB) O
.....
- 10
I--"
__.
HF-Eingangsspannung
a) bei verschiedenen Signal-Rausch-Verhältnissen
{(S
+ N)IN} am NF-Ausgang :
{(S+ N)IN}
= 2 ~ 6 dB
{(S+ N)IN} = 3,16 ~ 10 dB
{(S + N)IN} = 20 ~ 26 dB
{(S
--
+ N)IN} =
............
200 ~ 46 dB
20 !J.V
Ui HF= 450 !J.V
-,
"\.
~
nur NF-Filter--"'
\
- 20
-30
'
\
\
\
\
I
I
Gesamtschaltung ..... \
-40
UiHF =
\
\
-50
/ ......
\1
-60
30
50
80 100
200 300
500
1000
2000
f 1Hz)
10000
Bild 48. Amplitudenfrequenzgang des in Bild 47 angegebenen NF-Filters und der mit diesem Filter gemessene Frequenzgang " über alles "
vom HF-Eingang der Schaltung TDA 1072 (ohne Vorkreis) bis zum Ausgang des NF-Filters. Meßbedingungen wie bei Bild 44.
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b) beim Regeleinsatz
= 18 ~V
UiHF
Eingangsspannung
c) bei verschiedenen Klirrfaktorwerten der NF-Ausgangsspannung und verschiedenen Modulationsgraden
= 3%; m = 0,8
= 3%; m = 0,3
kges = 10%; m = 0,3
Ui HFmax
= 500 mV
Ui HFmax: U i HFmin =
NF-Ausgangsspannung
= 0,6 V
kges
uiHF
kges
uiHF =
o,8 v
uiHF =
1.2 v
bei
1 mV
UiHF =
UoNF =
Klirrfaktor bei
Ui HF=
1 mV, m = 0,8
Klirrfaktor bei
Ui HF=
500 mV, m = 0,8
Fremdspannungsabstand bei
d) bei einer NF-Ausgangsspannung
UoNF = 60 mV
UiHF =
4,5
Ui HF=
300 mV
kges = 0,5%
kges
= 1,5%
1 mV
{(S+ N)IN}
~V
e) Eingangsspannungsbereich, bezogen auf eine Ausgangsspannungsänderung Uo NFmaxiUo NFmin = 2 und eine HF-
=
316 ~50 dB
ln Bild 49 ist die NF-Ausgangsspannung in Abhängigkeit von
der HF-Eingangsspannung U(HF bei m = 0 (nur Rauschsignal
0
Ausgangsspannung
Uo
30 000 : 1 ~Ca. 90 dB
fHF = 1MHz, Rg = 50 11. fmod= 400Hz
NF
(mV)
ldBVl
5 .N}
(m:0,3)
/
V
-20
/
/
10
-40
~
.......
' ....
-60
N
(m=O)
I
- 80
0,1
1
10
10
5
Ui.HF (J,JV)
10 6
Bild 49. NF-Ausgangsspannung U0 NF der Meßschaltung nach Bild 1 in Abhängigkeit von der HF-Leerlauf-Eingangsspannung Uf HF beim
Modulationsgrad m = 0 (nur Rauschsignal N) sowie beim Modulationsgrad m = 0,3 (Nutz- und Rauschsignal {S + Nj).
6
60
20lg{S~N}
fmod =400Hz
(d8)
50
--
,.....,
V
kges
("lo)
{S~N}
/
/
(m = 0,3)
I
/
40
/
RG =50 II
\.lh
./f/
30
A
/
I \.I
1/ / IZ oG I=1,6k ll
/
V
20
1/
/
10
/
/
0
L/
"V
\
'I
;I
'\.
/
kges (m-0,8)
/
/
1111 1
lllll
1
1
0
10 5 U i' HF (fJV)
10
10 6
Bild 50. Signal-Rausch- Verhältnis {(S + N)IN} sowie Klirrfaktor kges der NF-Ausgangsspannung bei der Meßschaltung nach Bild 1 in Abhängigkeit von der HF-Leerlauf-Eingangsspannung UfHF· Das Signal-Rausch-Verhältnis ist bei zwei Generatorimpedanzen angegeben. Im
Falle von /ZoG/= 1,6 kQ wurde die Messung mit einem auf Resonanz abgestimmten Schwingkreis am HF-Eingang durchgeführt, so
daß die Eingangskapazität der Empfängerschaltung mit in den Kreis einbezogen wird und die Maßbedingungen den Verhältnissen im
praktischen Einsatz entsprechen.
~LVD
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20
lg
geforderten Empfangsbereich und die verwendete Abstimm art ausgelegt und aufeinander angepaßt sein. Oszillator- und
Vorkreis einschließlich der Antennenankopplung bilden also
zusammengehörige Schaltungsteile.
UoNF(f mod ) Frequenzgänge (gewobbelt)
UoNF(100Hz )
0
NF - Filter
Es genügt, wenn von den Empfängerschaltungen nur der
Oszil latorkreis und die HF-Eingangsschaltung angegeben
werden , da die übrige Beschaltung weitgehend festliegt oder
nach den Angaben der vorigen Abschnitte, gemäß der vorliegenden Anforderungen, frei gewählt werden kann. Als Grundschaltung dient die Meßschaltung von Bild 1, die entsprechend zu modifizieren ist.
- 10
" "
- 20
ZFFilter
.'\.
'\.
"\..
- 30
NF - und ZF - Filter
'
- 40
-so
Im folgenden werden fünf dimensionierte Schaltungsversionen für die integrierte Schaltung TDA 1072 vorgestellt, wobei
in den Bildern 52, 54, 55, 56 und 59 jeweils links die Empfängereingangsschaltung mit Antennenkopplung und Vorkreis(en) und rechts der Oszillatorkreis dargestellt ist. Es
handelt sich um Schaltungen für Drehkondensator-Abstimmung, Kapazitätsdioden-Abstimmung und Variometer-Abstimmung , deren Prinzipien in den Abschnitten 3.1 und 3.2
besprochen wurden . ln Bild 59 ist außerdem eine Schaltung
für eine feste Empfangsfrequenz angegeben .
10
0,1
Bild 51 . Auf den NF-Bereich bezogener normierter Frequenzgang des
ZF-Filters, des NF-Filters sowie der Gesamt-Meßschaltung
nach Bild 1
N) und beim= 0,3 (Nutz- und Rauschsignal {S + N}) für die
Meßschaltung angegeben . Für die gleiche Schaltung ist in
Bild 50 das Signal -Rausch-Verhältnis {( S + N)IN} bei m = 0,3
und der Gesamtklirrfaktor kges der NF-Ausgangsspannung
bei m = 0,8 über der HF-Eingangsspannung Ui'HF aufgetragen. Das Signal-Rauschverhältnis ist dabei für die Generatorimpedanzen Rg =50 n und IZoGI = 1,6 kQ dargestellt.
Bild 52 zeigt als erstes Beispiel eine mit einem Doppeldrehkondensator abgestimmte Schaltung für Heimempfänger mit
einem Vorkreis und tiefabgestimmter induktiver Antennenan kopplung . Das am Vorkreis auftretende HF-Signal wird über
eine Koppelspule dem HF-Eingang der Schaltung TDA 1072
symmetrisch zugeführt. Der Oszillatorkreis ist bei dem angegebenen Schaltungsvorschlag galvanisch an die aktive Schaltung angekoppelt. Der Widerstand Ro dient, wie beschrieben,
dazu, unerwünschte parasitäre Oszillatorschwingungen zu
verhindern.
ln Bild 51 findet man schließlich zum Vergleich die auf den
NF-Bereich bezogenen Frequenzgänge des ZF-Filters , des
NF-Filters und der gesamten Meßschaltung, aus denen der
starke Einfluß des NF-Filters auf den Gesamtfrequenzgang
und die 3 dB-NF-Bandbreite der Gesamtschaltung von ca.
1,5 kHz hervorgeht.
5. Anwendungsbeispiele
ln diesem Abschnitt werden einige für die Schaltung TDA 1072
entworfene Beispiele von Empfängern einschließlich Vorkreis
und Antennenankopplung vorgestellt. Während sich die in den
vorangegangenen Abschnitten besprochenen Schaltungen des
ZF-Filters , des NF-Filters und des Anzeigekreises beliebig
kombinieren lassen, müssen Vor- und Oszillatorkreis für den
HF- Eingangsschaltung
,..----+--
Spulentyp
L
:179~H
Q0
=85
--..-- - - ,
ln Bild 53 ist für diese Schaltung die NF-Ausgangsspannung
bei m = 0 ( Rauschsignal N) und bei m = 0,3 (Nutz+ Rauschsi gnal {S + N}) sowie der Klirrfaktor kges der NF-Ausgangsspannung bei m = 0,8 in Abhängigkeit von der Antennen spannung U~nt bei Verwendung einer Kunstantenne nach
DIN 45300 angegeben . U~nt ist die Leerlaufspannung am Ausgang der Kunstantenne.
Der zweite, in Bild 54 zu findende Schaltungsvorschlag , der
sich ebenfalls zum Einsatz in Heimempfängern eignet, ist für
eine elektronische Abstimmung mit Kapazitätsdioden aus gelegt und kann z. B. zusammen mit dem digitalen PLL-AbOszillatorkreis
7P- 7BR
Spulentyp 7P-7BR
Bild 52. HF-Eingangsschaltung (links) und der Oszillatorkreis (rechts) eines drehkondensatorabgestimmten MW-Heimempfängers mit der
integrierten Schaltung TDA 1072. Die Zahlen an den Anschlüssen sind die Anschlußbezeichnungen der Schaltung TDA 1072
830429
Technische Information
33
~LVD
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Stimmsystem RTS von Valvo verwendet werden. Wie im ersten
Beispiel ist auch hier eine tiefabgestimmte induktive Antennenankopplung vorgesehen . Die HF-Spannung wird am Hochpunkt
des Vorkreises abgenommen und zur Entkopplung über einen
Impedanzwandler mit dem Feldeffekt-Transistor BF 245 B dem
HF-Eingang der Schaltung TDA 1072 unsymmetrisch zugeführt.
Für den diodenabgestimmten Oszillatorkreis dieser Schaltungsversionsind zwei Varianten angegeben : eine Schaltung
mit galvanischer Ankopplung und eine zweite mit induktiver
Ankopplung des Oszillatorkreises an die aktive Oszillatorstufe.
Insbesondere für Empfänger mit PLL-Abstimmsystemen sowie
für AM-Stereoempfang wird wegen der besseren dynamischen
14
0
Uo NF
(dBV)
kges
-10
{s. N} "-
-20
/
\
/
-30
-40
J?
/
("lo)
12
~
11
120pF
5011
tg
~
~
50
11
Ug
-50
\
"'~
\
'-·-...,_,_...-- 0
10
20
30
40
8
1- 7
Oie Spannungen Ug und U~nt treten
ohne Belastung durch den Empfänger auf
~
• kges
-70
9
6
\
-60
1-
U~nt
Kunstantenne
noch OJN 45300
~
\
390p~
32011
~
N
1- 10
~I ~~zum d:;~.::~:,;'nogne~hluß
\.
\
\
20fJH
50
4
3
t---
- · ·f - - · 60
5
70
----
~
-·- ·-·-
80
90
U~nt
~--
.
(dBf.JV)110
---
0
120
Bild 53. NF-Ausgangsspannung UoNF beim= 0 (nur Rauschsignal N) und beim= 0,3 (Nutz- und Rauschsignal (S + N}) sowie der Klirrfaktor
kges der NF-Ausgangsspannung beim = 0,8 in Abhängigkeit von der Antennenleerlaufspannung U~nt bei der Empfängerschaltung
nach Bild 1, jedoch mit der in Bild 52 angegebenen Eingangs- und Oszillatorschaltung. Weitere Daten: fHF = 1 MHz, fmod =400Hz,
Ua=9V
HF- Eingangsschaltung
Oszillatorkreis
~0
_C
Spulentyp 10 SE 161 XN
Spulentyp 10 EZ- RBR
Bild 54. HF-Eingangsschaltung (links) und zwei Varianten des Oszillatorkreises (rechts) eines mit der integrierten Schaltung TDA 1072 aufgebauten, elektronisch abgestimmten MW-Heimempfängers. Die Zahlen an den Anschlüssen geben die Anschlußbezeichnungen der
Schaltung TDA 1072 an.
~LVD
34
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kges
( %)
r- 13
0
UoNF
I
{S·~v
(dBV)
-10
-20
-30
-40
V
~
12
~ ~~:oo :1~: ±
/
Bei
""""~
N
/""
[/
-50
Leerlaut
zum Antennenonschluß
des Empfängers
9
8
7
=U~nt
Uant
6
5
~
4
""' ~
-60
-----------
-10
0
10
20
30
40
50
70
60
80
3
I
kgesf-
' ·< ·t----- ·-·- -·- - ·- .------.
kges
-70
10
t"'
I
~
11
..
.)'
N
0
U~nt (dB!..IV)
110
100
Bild 57. NF-Ausgangsspannung UoNF beim= 0 (nur Rauschsignal N) und beim= 0,3 (Nutz- und Rauschsignal (S + Nj) sowie der Klirrfaktor
kges der NF-Ausgangsspannung UoNF beim= 0,8 in Abhängigkeit von der Antennenleerlaufspannung U~nt bei der Empfängerschaltung nach Bild 1, jedoch mit der in Bild 55 angegebenen Eingangs- und Oszillatorschaltung. Weitere Daten: fHF = 1 MHz, fmod =400Hz,
U8 =9V
kges
( •t.)
0
13
(dBV)
12
-10
{s.N}
-30
-40
/
~
/
~
~
~
-60
vkges
0
10
20
30
8
7
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"" ~~ ----
·-+-·-· -
-70
9
Uant :U~nt
Bei Leerlauf
"
10
I""'
60p1
-50
-10
.
~~'I
/
-20
11
zum Antennenonschluß
des Empfängers
5
4
""'
·- · - ·
40
~·-·
50
kges /
---~ --
60
I'--·- · - . -
70
1--
3
!
v
~
80 U~nt ( dBt-JV)
I
N
0
100
110
Bild 58. Wie Bild 57, Eingangsschaltung und Oszillatorkreis jedoch gemäß Bild 56
~LVD
36
Technische Information
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HF- Eingongsschaltung
Oszillatorkreis
0,79 ~H
Q0
=70
I
I
I
I
' - - - - - + - ---.<
I
TDA
1072
1 '-----{)
I
• U p u - - - --..- - o 13
* ) quarzabhängig
Spulentyp 7K 199 CN
Spulen t yp 7K 199 CN
Bild 59. HF-Eingangsschaltung und Oszillatorkreis für einen mit der integrierten Schaltung TDA 1072 aufgebauten Empfänger mit fester Empfangsfrequenz
Bild 60. Leiterplatte mit der Lage der Bauelemente für eine drehkondensatorabgestimmte MW-Empfängerschaltung mit dem HF-Eingangsund Oszillatorkreis nach Bild 52, einem ZF-Filter nach Bild 38 oder 39 und einer Schaltung, die ansonsten der Meßschaltung nach
Bild 1 entspricht. Blick auf die Bauelementeseite. Die Leiterplatte ist so entworfen, daß im ersten ZF-Kreis sowohl eine Spule mit
Anzapfung und ein im Abschirmbecher untergebrachter 430 pF-Kondensator als auch eine Spule ohne Anzapfung und ein externer
3,9nF-Kondensator(gestrichelt gezeichnet) vewendet werden kann. Weiterhin ist die Platine so ausgelegt, daß sich der 100nF-Kon densator vom Anschluß 11 nach Masse oder an die Versorgungsspannung Up legen läßt.
830429
Techn ische Information
37
~LVD
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Anhang
2) davon ausgegangen, daß die Wechselspannungskomponente Ur der Stellgröße UR klein gegen den Gleichspannungsanteil URo von UR ist ; weiterhin sollen
A1. Berechnung der durch die automatische Verstärkungsregelung verursachten nichtlinearen
Verzerrungen der NF-Ausgangsspannung des
Empfängers
3) die nichtlinearen Verzerrungen so klein sein , daß der Einfluß von Oberwellen auf die Stellgröße UR vernachlässigt
werden kann . Abschätzungen zeigen , daß bei NF-Kiirrfaktoren bis zu 10%, mit denen in der Praxis zu rechnen ist,
diese Bedingung hinreichend gut erfüllt ist.
A1.1. Einleitung
ln diesem Abschnitt wird der Klirrfaktor der NF-Ausgangsspannung , der durch die automatische Verstärkungsregelung
verursacht wird, in Abhängigkeit von der Modulationsfrequenz
fmod und der Dimensionierung des Tiefpaßfilters mit Hilfe einer
Näherungsrechnung ermittelt. Bild A 1 zeigt die vereinfachte
A1.2. Klirrfaktorberechnung
Blockschaltung des Regelkreises, die der Rechnung zugrundeAusgangss pannung UA und Stellgröße UR setzen sich aus je
liegt.
einem Gleichspannungsanteil UAo bzw. URo und einem WechDie hier zur Diskussion stehenden nichtlinearen Verzerrungen
selspannungsanteil Ua bzw. Ur zusammen,
des NF-Signals am Ausgang der Empfängerschaltung komUA = UAo + Ua ,
(A 1)
men dadurch zustande , daß die Spannung UR (Stellgröße) für
(A2)
die Steuerung der Verstärkung der Regelstufen bei Modulation
des HF-Eingangssignals Ui je nach Modulationsfrequenz und
Für die Frequenz Null bzw. ohne Modulation gilt
Auslegung des Tiefpaßfilters TP mehr oder weniger stark
vom NF-Modulationssignal überlagert ist. Da die Ausgangs (A3)
UA = UAo = UR = URo .
spannung UA proportional zum Produkt aus HF-Eingangsspannung und Verstärkung V ist und V von UR abhängt, trete n
Für die Abhängigkeit der Gesamtverstärkung ,
in der Ausgangsspannung UA Produkte aus der Eingangsspannung Ui und der Stellgröße UR und damit Oberwellen des
UA
V(UR) =
(A4)
Modulationssignals auf.
u;- ,
Um die Rechnung möglichst einfach zu gestalten, wird
von der Stellgröße UR wird ein linearer Ansatz gemacht
1) eine lineare Abhängigkeit der Verstärkung V von der Stellgröße UR angenommen und,
V(UR)
Regelstufen
U ; HF
HF-Ein gongsspann ung
~u,J
d V
UA
IJII>I
Demo dulatora u sg ang
rJ...../
('..J
Aus GI. (A 4) und (A 5) folgt für die Ausgangsspannung
UA = Ui V(UR) = Ui [Vo (URo)
r--
+ a Ur] .
(A 7)
Bei Amplitudenmodulation der HF-Eingangsspannung mit der
Frequenz fmod = Wmod/2 1t beim Modulationsgrad m gilt
Tiefpaß TP
uj =
Bild A 1. Blockschaltung des Regelkreises für die automatische Verstärkungsregelung. Es sind nur die für den Regelkreis relevanten Schaltungsteile eingetragen und alle Regelstufen in
einem Block zusammengefaßt.
~LVD
(A6)
a ist vom Regelzustan·d, d. h. von der Spannung UR und bei
geschlossener Rege lschleife auch von der HF-Eingangsspannung Ui abhängig.
ü
UR
I
a = d UR URo ·
IJII>I
(A 5)
wobei für den Reg elungskoeffizient a an der Stelle URo gilt
Demodulator
r'/..J
= Vo (URo) + a (UR- URo) = Vo (URo) + a Ur ,
Uio (1
+m
sin
Wmod
t) .
(A8)
Für die Ausgangsspannung UA erhält man durch Einsetzen
der GI. (A 8) in GI. (A 7) in nullter Näherung, d. h. unter der Vor-
38
Technische Information
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aren Verzerrungen niedrig, und es genügt dann vielfach , nur
die 1. Näherung zu betrachten. Bei Klirrfaktoren <1 0% liegt
der Fehler des berechneten Gesamtklirrfaktors unter ~o des
berechneten Wertes. Die erzielte Genauigkeit ist in der Praxis
im allgemeinen völlig ausreichend.
aussetzung, daß das Tiefpaßfilter TP Signale mit der Modulationsfrequenz völlig unterdrückt, also Ur= 0 ist,
U}...0 l = Uio (1 + m sin
Wmod t)
= Uio Vo + Uio Vom sin
Vo (URo) =
Wmod
(A9)
t = U}...~ + U~O),
Für den Klirrfaktor gilt dann mit U~ 1 l (fmod) ~ U~ 1 l (2 fmod)
wobei U~ 0 l die (noch unverzerrte) NF-Ausgangsspannung
darstellt. Berücksichtigt man nun, daß in der Praxis der Tiefpaß TP die NF-Ausgangsspannung U~ 0 l nicht völlig unterdrückt, sondern an seinem Ausgang die Wechselspannung
'* 0
U/ 0 ) = ü (f) U~O)
kges : : : :
U~ 1 ) (2 ,mod) I
I U~1) (fmod) =
Uio
lallül m
.
(A 15)
(A 10)
auftritt, wobei ü (f) der Übertragungsfaktor des Tiefpasses ist,
so gelangt man zur 1. Näherung der Ausgangsspannung VA ,
U}...1l = Uio (1 + m sin
Wmod
t) [Vo (URo) +
m sin
Wmod
t)
a ü U~ 0 )]
=
kges:::::::
Uio (1 +
+
a lül Uio Vom sin (Wmod t+ cp)] = Uio Vo +
+ Uio m Vo sin Wmod t+ uj~ a
a Iü I Vo m 2 sin
wenn außerdem Uio lallül ~ 1 ist, gelangt man schließlich zu
der einfachen Beziehung
Wo (URo) +
=
+ Ui~
k2:::::::
(mmod t
lül Vom
k2:::::::
~ Uio lallül m.
(A 15a)
sin (Wmod t+ cp) +
+ cp) sin Wmod t ;
(A 11)
A1.3. Berechnung des Regelkoeffizienten a aus der
Regelkennlinie
cp ist hierbei die Phasendrehung zwischen Ur und Ua. die der
Tiefpaß hervorruft.
Bei der Schaltung TDA 1072 gilt innerhalb des Regelbereiches
(Ui HF= 30 J.tV ... 500 mV) mit guter Näherung die Beziehung
Die Ausgangsspannnung U}...1l läßt sich in drei Komponenten
aufspalten
UR
=
A
ln (
U~~J
+
8,
(A 16)
1) Gleichspannungskomponente
U}...~ = Uio Vo + Ui~ Vo a lül ~
U}...1l (w = 0) =
lül ~
= Uio Vo (1 + Uio a
wobei Usez ein beliebig gewählter Bezugswert ist und die Koeffizienten A und 8, wie noch gezeigt wird, aus der im Datenblatt angegebenen Kennlinie U1116 = f (Ui HF) bestimmt werden
können.
2
cos cp =
2
cos cp) ,
(A 12)
Aus GI. (A 16) folgt
B) .
URUi = Usez exp ( --A-
2) Grundwelle mit der Frequenz fmod
(A 16a)
1
u~ l (fmod) = m Uio Vo ·
(A 13)
· y1 + Uiß
Im unmodulierten stationären Zustand gilt nach GI. (A 3)
a2 1ül 2 +2 Uio a lül cos qJ (sin Wmod t+ lf/),
UR= UA,
mit
1f1 = arctan
Uio a
1+
{),
iO
lül sin cp
womit unmittelbar aus GI. (A 4) folgt
I ..
a u 1 cos cp
,
(A 13a)
V(UR)
=
VA= UR = UR exp (- UR Ui
Ui
Usez
A
B) .
3) 1. Oberwelle mit der Frequenz 2 fmod
u~ 1 )(2
fmod) =
uj~ Vo a IL!I ~
Für den Regelkoeffizienten
2
cos (2 Wmod t- cp) .
ln der ersten Näherung bestehen die nichtlinearen Verzerrungen also ausschließlich aus der 1. Oberwelle des Modulationssignals, es tritt also nur ein Klirrfaktor 2. Ordnung auf.
Man kann nun aus der berechneten Ausgangsspannung der
1. Näherung durch entsprechende Multiplikation mit dem
Übertragungsfaktor ü (f) des Tiefpasses die zugehörige Stellgröße U~1 l berechnen und durch Einsetzen dieser Spannung
in GI. (7) die Ausgangsspannung U}...2 l der 2. Näherung ermitteln . Dieses Iterationsverfahren läßt sich fortführen, bis sich
die Ausgangsspannungenzweier aufeinanderfolgender Iterationsschritte nicht mehr wesentlich unterscheiden. Die Ausgangsspannungen höherer Ordnungen enthalten auch Oberwellen höherer Ordnung. Die Multiplikation der Ausgangsspannung mit dem Übertragungsfaktor ü (f) muß wegen der
Frequenzabhängigkeit von ü komponentenweise durchgeführt
werden. Bei kleinen Werten von lallül m Uio sind die nichtline-
830429
Technische Information
a ergibt sich mit GI. (A 6) damit
(A 14)
39
= V(URo)
[-1- _]_]
URo
=
A
URo
Uio
[-1- _]_] =
URo
A
(A 17)
Einsetzen von GI. (A 17) in die Näherung (A 15a) ergibt
kges:::::::
k2:::::::
~ 11
-
U~o llül m,
(A 15b)
wobei man die Spannung URo aus GI. (A 16) durch Einsetzen
von Ui = Uio erhält,
URo
=
U;o)
A In ( U~ez
+8
.
(A 16b)
~LVD
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A1.4. Ermitteln der Koeffizienten A und B
aus der Regelkennlinie
7kl1
tl
=
(Ui( 1l, uA1l ) ,
Regelsponnung Ur
R4
Die Stellgröße UR ist bei der Schaltung TDA 1072 am Anschluß 7 zugänglich und in Bild 18 als Spannung 0 ; 16 in Abhängigkeit der HF-Eingangsspannung angegeben . Es besteht
näherungsweise im Regelbereich ein linearer Zusammenhang
zwischen der Spannung lh116
UR und dem Logarithmus der
HF-Eingangsspannung Ui = Ui HF. so daß GI. (A 16) angewendet
werden darf. Für zwei Kurvenpunkte im Regelbereich
8
7
R3
7k11
!8116
!7116
Bild A2. RC- Tiefpaß des Regelkreises für die automatische Verstärkungsregelung. Die Widerstände R3 und R4 sind interne
Widerstände der Schaltung TDA 1072 (vgl. Bild 1 und 16),
während die extern angeschlossenen Kapazitäten C71 16 und
C8116 frei gewählt werden können.
(q(2l, uA2l)
erhält man ein lineares Gleichungssystem für die Unbekannten A und 8,
VA1) = A ln (Ui(1)/Usez) + 8 '
VA2) = A ln (q(2)/Usez) + 8.
Bild A 1, der bei tiefen Frequenzen den Wert 1 annehmen soll ,
läßt sich durch die Übertragungsimpedanz Zü ausdrücken,
Die Auflösung nach A und 8 lautet
VA1)- VA1)
1
A = ln (Ui(1)fUi(2)) ,
8 =VA)- A ln
( q(1))
Usez .
..
uA1l= 1,27V,
q( 2l = 1o-1v ,
uA l = 1 ,67
2
V(1 - R3 R4 c7/16 Cs/16 (JJ~od) 2 + [R3 c7/16 + (R3 + R4) Cs/16F (JJ~ od
(A 19e)
oder im Spezialfall C7115 = 0
ergeben sich die Werte
=
0,0870 V und 8
=
1,87 V.
iü(C7116 =
Mit diesen Werten erhält man für eine HF-Eingangsspannung
Ui = 1o- 2 V einen Ruhewert URo der Stellgröße von
A1.5. Übertragungsfaktor des Tiefpasses in der
Schaltung zur automatischen Verstärkungsregelung
R3
Ur
(A 19)
I = 1 + 81 s + 8 5 s 2 '
wobei
s die komplexe Frequenz,
81 = R3 c 7/16
+ (R3 + R4)
Cs/16 = T1
+ T2
und
A2. Dimensionierung der Empfängereingangsschaltung für ein optimales Signal-Rausch-Verhältnis
am Empfängerausgang, gezeigt am Beispiel
einer Eingangsschaltung mit einem als n-Glied
ausgelegten Vorkreis
(A 19a)
(A 19b)
82 = R3 R4 C7115 Cs/16 = r1 r2
bedeuten. Aus den Zeitkonstanten r 1 und r 2 ergeben sich die
Eckfrequenzen z~
1
f1
=--~
2 1t r1
f
=
2
(A 19f)
Wie aus der Rechnung hervorgeht, wird mit GI. (A 15), (A 15a)
und (A 15b) nur der Anteil der nichtlinearen Verzerrungen
erfaßt, der durch die automatische Verstärkungsregelung verursacht wird . Da es auch andere Ursachen für nichtlineare
Verzerrungen gibt, treten bei Klirrfaktorwerten unter etwa 1%
zunehmend Abweichungen zwischen berechneten und gemessenen Werten auf.
Der in der Schaltung TDA 1.072 vorgesehene Tiefpaß für die
automatische Verstärkungsregelung ist in Bild A2 angegeben.
Es handelt sicl1 um einen Tiefpaß 2. Ordnung mit der Übertragungsimpedanz
=
O)l = v'1 + [(R3 + R;) Cs115 mmodF .
Mit den Werten R3 = R4 = 7 kQ, C7116 = 2,2 ~F . Cs/16 = 22 ~F
und m = 0,8 sowie den oben angegebenen Werten für A und
URo ergibt sich aus GI. (A 15b) unter Berücksichtigung der
Gin. (19e) und (19f) die in Bild 17 gestrichelt angegebenen
Frequenzabhängigkeiten des Klirrfaktors der NF-Ausgangsspannung .
URo = 1,47 V.
Zü
Zü
R3 .
lül =1~:1=
v
sowie Usez = 1 V
A
Ur
I R3
Für den Betrag dieses Übertragungsfaktors erhält man dann
aus GI. (A 19), (A 19a), (A 19b) mit s = j m
Mit den aus Bild 18 abzulesenden Wertepaaren
q (1l = 1o-3v ,
Ur
Ua
U=-=-=-
(A 18)
2 1t Cs/16 (R3
+ R4)
_1_ :::::::
R3 + R4
2 n r2 2 n C7116 R3 R4 ·
und
Im Abschnitt 3.1 wurde darauf hingewiesen , daß die Eingangsschaltung des Empfängers, die vor der integrierten Schaltung
liegt und aus den Kreisen zur Vorselektion und der Antennenankopplung besteht, so ausgelegt werden sollte, daß sich bei
kleinen HF-Eingangsspannungen unterhalb des Regelungseinsatzesam NF-Ausgang des Empfängers ein optimales, d. h.
möglichst großes Signal-Rausch-Verhältnis , ergibt. Bei festlie genden äußeren Parametern , wie Antennenersatzschaltung ,
Empfangsfrequenz und aktiver Empfängerschaltung , sowie gegebener Struktur der Eingangsschaltung kann im allgemeinen
(A 19c)
(A 19d)
Die Näherungen gelten unter der Bedingung Cs116 ~ C7!16·
Die Stromquelle I wird von der Ausgangsspannung Ua des
Demodulators gesteuert. Der Spannungsübertragungsfaktor ü
des Tiefpasses im Regelkreis der Blockschaltung von
~LVD
40
Technische Information
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stand R9 nach Bild 23 läßt sich am übersichtlichsten in kleinen
Schritten , wie in den anderen Teilbildern von Bild A3 angegeben , durchführen.
zur Optimierung des Signal-Rausch-Verhältnisses nur die Dimensionierung der AnpaSsehaltung variiert werden ..
Für das Signal-Rausch-Verhältnis am Empfängerausgang gilt
die GI . (21 ), die hier noch einmal angeschrieben werden soll ,
_ Vos _ m VgsOeff
{§_}
N - Vor- V4 k T br R F (R
9
9
) ·
(A20)
Zunächst wird im Antennenkreis , gemäß Bild A3b , das Serienglied RA, CA in ein Parallelglied RAp . CAp mit der Impedanz
ZAp = RAp II CAp umgewandelt,
RAp
Diese GI. gilt für die einfache Schaltung nach Bild 23, bei der
die HF-Generatorspannung V9 über den Generatorwiderstand
R9 direkt am Eingang der aktiven Schaltung liegt. Es bedeu ten
HF-Generator-Nutzspannung, unmoduliert (m = 0),
Modulationsgrad des HF-Eingangssignals beim
Signal-Rausch -Verhältnis V05 1V0 r,
br
wirksame Rauschbandbreite des Empfängers ,
F
Rauschzahl der aktiven Empfängerschaltung , abhän gig vom Generatorwiderstand R9 .
(A22)
2 C2 ,
Wo
A
CA
(A23)
+ w20 C2A R2A .
Als nächsten Schritt wandelt man, wie aus Bild A3c hervorgeht, die Spannungsquelle Vant mit der in Serie liegenden
Generatorimpedanz ZAp in eine Stromquelle lant mit der gleichen , aber parallel zur Quelle liegenden Impedanz um. Für
den Betrag des Stromes lant •. der im folgenden nur interessiert, gilt
Empfängers ,
VgsOeff
A
CAp = 1
V 0 5 , Vor Nutz- und Rauschspannung am NF-Ausgang des
m
1
= RA + R
= -1Vant
Z I= Vant
Ap
lant
V
R12
Ap
2
+ w02 CAp.
(A24)
Die Kapazitäten CE und CAp lassen sich zur Kapazität C Ez
zusammenfassen ,
Die Eingangsschaltung eines praktisch verwendeten Empfängers sieht natürlich wegen der erforderlichen Vorselektion
und der Antennenankopplung anders aus als die Grundschaltung nach Bild 23. Zur Berechnung des Signal-Rausch-Verhältnisses in einer praktischen Schaltung muß also einmal der
Widerstand R9 ermittelt werden , mit dem die Eingangsschaltung am Empfängereingang wirksam wird (Ausgangswiderstand der EingangssGhaltung), und zum anderen ist es erforderlich, die Generatorspannung V9 durch die Antennenspannung Vant auszudrücken . Man kann die Aufgabe auch so for~
mulieren : Die vorliegende Empfängereingangsschaltung muß
auf die einfache aus Generator V9 und Generatorwiderstand
R9 bestehende Schaltung zurückgeführt werden .
(A25)
Außerdem wird der Widerstand RK, der parallel zur Kreisinduktivität L liegt, in einen parallel zur Kapazität CE angeordneten
Widerstand RKz umgerechnet,
2
RKz
=
RK (
2
Ve )
vk =
RK
(
CT
+CTCEz )
(A26)
.
Letztere Beziehung ist gültig , wenn der Widerstand RK groß
gegen den Wechselstromwiderstand der Kapazität
CK - _1_ -
Diese Rechnung soll am Beispiel der in Bild A3a angegebenen Eingangsschaltung mit einem Einzelkreis in ll-Anord nung vorgeführt werden (vgl. auch die Anwenderschaltung ,
Bild 55). Es wird hier die Antennen -Ersatzschaltung des Bildes 24 mit der Antennengeneratorspannung VgA = V ant in Serie
mit einem Reihenwiderstand RA und einer Reihenkapazität C A
der Berechnung zugrundegelegt Gegeben sei also die Kapazi tät C A, der Widerstand RA, die Resonanzfrequenz fo (Empfangsfrequenz), die Induktivität L oder die wirksame Kreiskapazität
C K, die Leerlauf-Kreisgüte 0 0 sowie die Rauschzahl F der
aktiven Empfängerschaltung in Abhängigkeit vom Generatorwiderstand R9 . Der parallel zur Induktivität L liegende Widerstand RK hängt von der Leerlaufgüte 0 0 des Vorkreises ab,
- w§ L -
CEz CT
CEz
CT
(A27)
+
ist und der kapazitiv angezapfte Schwingkreis wie ein Transformator wirkt. Bei großen Güten 0 0 des Schwingkreises sind
diese Voraussetzungen hinreichend gut erfüllt. Die parallelliegenden Widerstände RAp und RKz werden zu einem Widerstand
R9 z zusammengefaßt,
R
_ RAp RKz
RKz '
g z - RAp
(A28)
+
und die Stromquelle lant wird mit dem Generatorwiderstand
Rg z gemäß Bild A3d in eine Spannungsquelle Ugz umgewandelt,
(A29)
Vg z = lan t Rgz ·
(A 21)
Als letzter Schritt muß schließlich berechnet werden , wie die
Spannungsquelle Vg z und der Quellenwiderstand Rg z durch
den kapazitiv angezapften Schwingkreis auf die Eingangsseite der aktiven Empfängerschaltung transformiert werden .
Wenn Rg z >-1/mo CEz ist, wirkt der angezapfte Schwingkreis
wie ein Transformator, und es gilt
Vari iert werden kann bei konstantgehaltener Kreiskapazität
C K nur das Verhältnis von CE zu CT. Es besteht also die Aufgabe, das Verhältnis von CE zu CT zu ermitteln , bei dem das
Signal-Rausch-Verhältnis den größten Wert annimmt.
Um die Durchführung der Rechnung möglichst einfach zu
gestalten , wi rd sie nur für die Resonanzfrequenz fo = mo/2 n
ausgeführt, bei der die Kreisimpedanz reell ist. ln die Rechnung geht der Eingangswiderstand Ri HF der aktiven HF-Schaltung nicht ein , da die gesuchte Generatorspannung V9 und
der Generatorwiderstand R9 vom Lastwiderstand Ri HF definitionsmäßig ~nabhängig sind.
Die Umwandlung der Eingangsschaltung nach Bild A3a in die
Grundschaltung mit Spannungsquelle V9 und Quellenwider-
830429
Technische Information
CEz
Vg = Vg z ---c; ·
2
2
Rg
=
Vt )
Rg z ( Ve
=
0
Rg z ( C Ez )
.
(A 31)
Führt man das Anpassungsverhältnis x ein ,
Vt
CEz
CT '
X= - = -
Ve
41
(A 30)
(A32)
~LVD
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so lassen sich die Größen U9 , R9 und RKz wie folgt schreiben,
Ug
=
Ugz X ,
(A30a)
R9
=
Rgz x 2 ,
(A 31 a)
RKz
= RK/(1 +
x) 2 .
R9 durch gegebene Größen und das Anpassungsverhältnis x
ausgedrückt werden können.
Einsetzen der Gin. (A 30b) und (A 31 b) in GI. (A 20) ergibt
schließlich für das Signal-Rausch-Verhältnis am Empfängerausgang
(A 26a)
Uos
Eliminiert man mit Hilfe der Gin. (A 24), (A 25), (A 26), (A 28)
und (A 29) die Unbekannten U9 z, lant. R9 z und RKz, so erhält
man schließlich für die interessierenden Größen U9 und R9
in Abhängigkeit von x die Beziehungen
U9
=
Uant RK X
,/
)2
RK +RAp (1 + x) 2 v1 +(Wo RAp CAp ,
Vor
=
(A33)
f (x) '
RK [1 + (Wo RAp CAp) 2 ]
4 k Tbr RAp
(A30b)
(A34)
Der Faktor A, enthält nur durch die Schaltung oder die Meßbedingungen vorgegebene Größen.
(A 31b)
Zur Ermittlung des Anpassungsverhältnisses Xopt. bei dem
das größte Signal-Rausch-Verhältnis U05 /U0 r auftritt, trägt
man z. B. das auf die Antennenspannung UantOeff bezogene
Signal-Rausch -Verhältnis (oder auch nur das Quadrat des
ln GI. (A 30b) können für die Spannungen auf beiden Seiten
auch die Effektivwerte Ugeff und Uanteff gesetzt werden . Für RK,
RAp und CAp gelten die Gin. (A 21) bis (A 23), so daß U9 ett und
Antennenkreis
A UantOeff
y[RK +RAp (1 + x)2] F [Rg (x)]
mit
2
R =
RAp RKx
g RK + RAp (1 + x) 2 .
=
Vorkreis
und Anpassung
aktive Empfängerschaltung
a)
R ; HF
b)
-I
Rg
R;HF
I
c)
d)
I
I
e)
c::::::=J!--------19
Rg
I
I
I
I
Bild A3. Schrittweises Umwandeln der Eingangsschaltung mit einem Vorkreis in II-Schaltung und einem Antennenkreis (Ersatzantenne)
in die Grundschaltung, bestehend aus Generatorspannungsquelle U9 und Generatorwiderstand R9 . Erklärung siehe Text.
~LVD
42
Technische Information
830429
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Nenners der GI. (A 33)) über dem Anpassungsverhältnis x
Mit dem ermittelten Wert von Xopt erhält man mit Hilfe der
auf. Nach Berechnung von RK, RAp. CAp und A, muß hierfür
zunächst mit GI. (31 b) der zu einem Wert von x gehörige
Generatorwiderstand Rg ermittelt und anschließend die
Rauschzahl F in Abhängigkeit von Rg entweder aus einer
Meßkurve entnommen oder mit Hilfe der GI. (17) berechnet
werden . Die gesuchte Größe U05 /(U0 r Uantüett) ergibt sich
dann in Abhängigkeit·von x unmittelbar aus GI. (A 33). Xopt ist
der Wert, bei dem das (normierte) Signal-Rausch-Verhältnis
den größten Wert annimmt, die ermittelte Abhängigkeit also
das Maximum durchläuft. Grundsätzlich ist es natürlich auch
möglich, das Maximum analytisch zu bestimmen.
Gin. (A 35) und (A 36) die Werte für die Schwingkreis-Teilkapazitäten ,
CE
+ Xopt) -
(A35)
CAp ,
1
CT = CK (1 + - - ) .
Xopt
m =0,3,
CK = 155 pF,
Oo =70,
CA = 15 pF,
br = 3,2 kQ,
k = 1,381 . 1o-23 Ws/K
RA =800,
Rgu = 1,15 kQ,
Rgl = 3,15 kQ,
r =0
= 1 MHz,
A3. Berechnung und Dimensionierung von hybriden
ZF-Filtern
T = 300 K,
ist in Bild A4 das auf die Antennengeneratorspannung Uantüett
bezogene Signal-Rausch-Verhältnis über dem Anpassungsverhältnis x aufgetragen. Zur Orientierung sind auch bei einigen
x-Werten die zugehörigen Generatorwiderstände Rg angegeben . Aus dem Diagramm ergibt sich ein optimales Anpassungsverhältnis von Xopt = 0,167 mit einem zugehörigen Generatorwiderstand Rg opt = 1487 0. Das größte Signal-RauschVerhältnis tritt hier also nicht bei dem Generatorwiderstand
RgFmin = yRgu Rgl = 1903 Q auf, bei dem die Rauschzahl am
kleinsten ist, sondern bei einem etwas kleineren Wert. Das
Maximum der in Bild A4 dargestellten Abhängigkeit des normierten Signal-Rausch-Verhältnisses ist allerdings ziemlich
flach, so daß sich bei mäßigen Feh lanpassungen der Antenne
das Signal-Rausch-Verhältnis nur relativ wenig verschlechtert.
U
os /
~ U ant Oef f
V
--
·10
......,
' I'-
V
5
I
......
V
!'-..
1/
11
r-
'
!'-..
0,15
1177
t
X opt
1487
0,2
1928
0,25
2784
0,30
3715
Oo
mo c
")(
0,3 5
R9 (\l) 470 0
Ü= n1 =
Bild A4. Abhängigkeit des auf die Antennenspannung Uantoett normierten Signal-Rausch- Verhältnisses U051U0 r vom Antennen-Anpassungsverhältnis x = UtiUe = CEZ!Cr bei einem
AM-Empfänger mit der Eingangsschaltung nach Bild A3a
und der integrierten Schaltung TDA 1072. Daten siehe Text.
830429
Technische Information
(A 37)
wirksam, wobei 0 0 die Leerlaufgüte des Kreises bedeutet. Bei
Mittenfrequenz fo kann also in einer Ersatzschaltung, wie in
Bild A5 angegeben, die Schwingkreiskapazität weggelassen
werden . Der Übertrager Tr wird im folgenden als ideal mit
einem Übersetzungsverhältnis
!'-..
4,5 J
0,1
570
A3.1. Berechnung und Dimensionierung
der Grundschaltung 1 nach Bild 35
R _
r-..
I'
I
ln diesem Abschnitt werden die Transimpedanz Z21 und die
Eingangsimpedanz Z 11 der in den Bildern 35 und 36 angegebenen hybriden ZF-Filter bei Resonanz (d . h. für Mittenfrequenz) im nominell abgeschlossenen Zustand der Keramikfilter berechnet und daraus Dimensionierungsanweisungen
abgeleitet. Um die Rechnungen übersichtlich zu gestalten, wird
vereinfachend angenommen, daß die Eingangsimpedanz Z11K
des Keramikfilters bei Mittenfrequenz fo reell ist, Z11 KO = RK1 ·
Diese Annahme ist zulässig, da, wie Rechnungen und Messungen gezeigt haben, der Phasenwinkel von Z11 KO klein ist und
dieser kleine Phasenwinkel die Filtereigenschaften und damit
die Dimensionierung nur wenig beeinflußt. Der Einfluß der üblicherweise auftretenden Taleranzen auf die Filtereigenschaften
ist dagegen im allgemeinen erheblich stärker, so daß sich eine
aufwendige Rechnung, bei der alle Effekte genau berücksichtigt
werden, nicht lohnt.
Die in Bild 35 angegebene Grundschaltung 1 eines ZF-Filters
besteht aus einem LC-Schwingkreis und einem induktiv an
den Schwingkreis angekoppelten Keramikfilter. Der eingangsseitige Schwingkreis wird von einem Stromgenerator lg angesteuert. Ist der Eingangskreis auf Mittenfrequenz fo abgestimmt, so ist bei dieser Frequenz nur sein reeller Resonanzwiderstand
........
(1/V)
5,5
CT = 1083 pF .
(A36)
Für die durch Schaltung und Meßbedingungen gegebenen
Werte
fo
166 pF ,
ln dem Schaltungsbeispiel nach Bild 55, in dem die der Rechnung zugrundeliegende Eingangsschaltung verwendet wird ,
ist für CT der in der E 12-Reihe nächstliegende Normwert von
1 nF vorgesehen; die Kapazität CE ist abgleichbar ausgeführt,
da in diese Kapazität die von Anwendungsfall zu Anwendungsfall stark unterschiedliche Antennenzuleitungs- und Schaltungskapazität eingeht. Der Abgleichbereich muß so ausgelegt sein ,
daß sich bei angeschlossener Antenne und der gewählten
Kapazität CT durch Variieren von CE der Schwingkreis auf die
Empfangsfrequenz abstimmen läßt (Vorkreisabgleich). Mit Hilfe
des Diagramms (A 4) kann für die Eingangsschaltung nach
Bild A3a bei gegebener Antennenspannung UantOeff und gegebenem Übersetzungsverhältnis x das Signal-Rausch-Verhältnis
.UosiU0 r unterhalb des Regeleinsatzes leicht ermittelt werden .
Bei gegebener Kreiskapazität CK erhält man bei bekanntem
Anpassungsverhältnis Xopt die Teilkapazitäten CE und CT aus
den folgenden Beziehungen (A 35) und (A 36), die sich aus
GI. (A 25), (A 27) und (A 32) ergeben
CE = CK (1
=
n2
nsek
nprim
(A38)
angenommen. Generatorwiderstand Rg und Kreisresonanzwiderstand Rr lassen sich zu einem Widerstand Rw zusammenfassen
43
~LVD
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Eliminiert man aus den Gin. (A 45}, (A 46) und (A 47) die Größen Rv und Rw. so erhält man für das gesuchte Übersetzungsverhältnis
ü = -----------------=--
wert RvN und ermittelt mit der Beziehung
z11 0 _
Rw (RvN + RK1)
- Rw ü 2 + RvN + RK1
(A48)
z11 a
Da OE K Z21 a ·
_ ____.:....:....:::...__+---=---=.:...:_..=...:...::.
Da DEK Z21a RA1K + RK1
(A46a)
die Eingangsimpedanz. Wenn Z11 o ;;;a Z11 omax erfüllt ist, hat
man den richtigen Normwert für den Entkopplungswiderstand
gefunden; anderenfalls muß der nächst kleinere Normwert
verwendet und mit GI. (A 46a) Z 11 0 erneut berechnet werden.
Dieser Wert liegt mit Sicherheit unterhalb von Z11 omax· Die
Betriebsgüte OB läßt sich mit GI. (A 52) ermitteln , wenn man
für C den Normwert CN und für Rr und Z 11 0 die mit den Formeln (A 37a) und (A 46a) erhaltenen Werte einsetzt.
wobei Da die Grunddämpfung nach GI. (A 44a) ist.
Weiterhin ergibt sich aus GI. (A 45) und (A 47) für den Entkopplungswiderstand Rv
(A49)
für den Resonanzwiderstand Rr aus GI. (A 39) und (A 45)
R _
Da OEK Z21 a Rg
r - Rg Ü - Da OE K Z21 a
A3.2. Berechnung der Grundschaltung 1 nach
Bild 35, jedoch mit Schwingkreiserregung
an einer Spulenanzapfung
(A 50)
und für die Schwingkreiskapazität C aus GI. (A 37)
C=
__QQ_
Aus praktischen Gründen kann es zweckmäßig sein , die
Schwingkreiskapazität C vorzugeben. Um eine gewünschte
Transimpedanz Z21 a bei richtig abgeschlossenem Keramikfil ter zu erreichen, muß dann allerdings die Schwingkreiserregung durch den Strom /9 an einer Anzapfung der Schwing kreisspule vorgenommen werden .
(A 51)
moRr.
Für die Betriebsgüte OB des Eingangs-LC-Kreises gilt
schließlich
Z11a
OB= moZ11a C= OaRr .
(A52)
Eine derartige Schaltung ist in Bild A7 dargestellt. Die Übersetzungsverhältnissedes als ideal angesehenen Übertragers
Tr seien folgendermaßen bezeichnet,
Bei einer nach diesen Formeln praktisch durchgeführten Dimensionierung wird man für Rv und C normalerweise keine
Normwerte erhalten. Wählt man in einer Nachdimensionierung
für Rv und C die nächstgelegenen Normwerte aus, so sollte
beachtet werden, daß die wichtigen Filterparameter Z 21 a und
RA 1K möglichst genau die Sollwerte annehmen; bei der Eingangsimpedanz Z 11 a ist dagegen nur wichtig, daß zur Vermeidung von Übersteuerungen ein bestimmter Grenzwert Z11 amax
nicht überschritten wird, Z11 a ;;;a Z11 amax·
n=.!!J.... und f=n21 +n22 _
n21
Bei Resonanz ist vom Schwingkreis nur der Resonanzwiderstand
R'- Oo
r-
Um diese Forderungen zu erfüllen, kann man z. B. folgendermaßen vorgehen : Man wählt für die Schwingkreiskapazität C
den nächsten oberhalb des ermittelten Wertes C gelegenen
Normwert CN und berechnet der Reihe nach
Rr
Oa
= mo CN
I
R -
Rr Rg
w- Rr + Rg'
Ü=OaOEKZ21a mit Da=RA1K+RA2K
Rw
· RA2K
'
Rv = RA1K- Rw ü 2 .
(A53)
n21
(A54)
moC
wirksam , der auf die Generatorseite übersetzt den Wert
Rr
R(
Oo
= f2 = mo C 12
(A 55)
(A37a)
annimmt. Für das Übersetzungsverhältnis t läßt sich also
auch noch schreiben
(A 39a)
f=,
IR{
(A 56)
VAr .
Mit dem Widerstand Rr ist nun die Ersatzschaltung des Bildes A5 gültig, und die Berechnung des Filters kann bei gegebenen Werten von z210· z110· RA1K· RA2K· DK. Rg . Oo, mo und
zunächst, wie im Abschnitt A3 .1 beschrieben, mit den Formeln
(A 48}, (A 49) und (A 50) vorgenommen werden . Mit dem aus
GI. (A 50) ermittelten Widerstand Rr und dem aus GI. (A 54)
(A 45a) u. (A 44a)
c
(A47a)
Nun wählt man für den Entkopplungswiderstand den nächsten oberhalb des berechneten Wertes Rv gelegenen Norm-
n22
Tr
Bild Al. Filterschaltung wie Bild A5, jedoch mit einer Schwingkreiserregung an einer Anzapfung der Schwingkreisspule
830429
Technische Information
45
~LVD
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Tr1
Rv,
Tr2
Rv2
Keramikfilter
[]
,, 1
Uo
2
ül
ü2
Bild AB. Ersatzschaltung der ZF-Filter-Grundschaltung 2 nach Bild 36 bei Resonanz
sich ergebenden Widerstand R( erhält man mit Hilfe von
GI. (A 56) das Übersetzungsverhältnis t und mit GI. (A 53) die
Windungszahlen n 1 und n22. wenn der Wert von n21 vorgegeben wird. Für die Betriebsgüte Os gilt schließlich
Os
·
= Wo t 2 Z11 o C =
Z11o
Ar
Oo ·
Keramikfilter
(A 57)
Durch Vergleich mit GI. (A 52) erkennt man, daß die Betriebsgüte 0 8 des angezapften Schwingkreises ebensogroß wie
·,
d iejenige des nicht angezapften Schwingkreises ist, vorausgesetzt, die Leerlaufgüte 0 0 bleibt auch beim abgewandelten
Spu lenaufbau unverändert.
Gegeben seien im Ausgangskreis die Größen RL, Oo2. C2 und
gefordert wird ein bestimmter Wert des ausgangsseitigen
Abschlußwiderstandes, RA2K = RA2Knenn . und gesucht werden die Werte für ü2 und Rv2· Da bei der Dimensionierung des
Ausgangskreises nur die Bedingung RA2K = RA2Knenn erfüllt
werden muß, kann man eine der beiden unbekannten Größen,
das Übersetzungsverhältnis ü2 oder den Entkopplungswiderstand Rv 2. innerhalb eines sinnvollen Wertebereiches frei vorgeben. Wählt man z. B. einen geeigneten Normwert für Rv2 im
Bereich RA2K/3 < Rv2 < 2 RA2K/3 < RA2K. so läßt sich das Übersetzungsverhältnis ü2 aus den Gin . (A 60) und (A 61) berechnen,
A3.3. Berechnung der Grundschaltung 2 nach Bild 36
mo.
Bei Resonanz des primär- und sekundärseitigen LC- Schwingkreises sind nur die Resonanzwiderstände Rr1 und Rr2 dieser
Schwingkreise wirksam , so daß die Grundschaltung 2 nach
Bild 36 in die Ersatzschaltung des Bildes AB übergeht. Die
Übersetzungsverhältnisse der Übertrager Tr 1 und Tr2 sind hier
durch die Beziehungen
..
n11
d ..
n12
u1 = - un U 2 = n21
n22
(A 58)
definiert, und die Ausgangsspannung des Gesamtfilters wird
hier mit G0 , diejenige des Keramikfilters wie vorher mit U0 bezeichnet.
Ü2
Diese Schaltung läßt sich auf die Grundschaltung 1 nach
Bild 35 zurückführen , indem man das Verhältnis U0 1G0 berechnet und die Ausgangsschaltung hinter dem Keramikfilter
so dimensioniert, daß der Nennwert des Abschlußwiderstandes RA 2K auftritt. Transformiert man den Lastwiderstand RL und
d ie Ausgangsspannung G0 auf die Primärseite des Übertragers
Tr2, so ergibt sich , wie in Bild A9 angegeben, eine weitere Vereinfachung des Ausgangskreises der Grundschaltung 2. Aus
d ieser Ersatzschaltung lassen sich folgende Beziehungen ablesen ,
Go
Rw2
··
-=
U2
Uo Rw2 + Rv2
'
(A59)
+ Rw2 ,
(A60)
RA2K
=
Rv2
RL
Rw2 = Rr2 ~ =
u2
II
Rr2 RL
R ··2 R ,
r2 u2 + L
~LVO
=
VRL (RA2K ~ Rv2 - -R1r2 ) , Rv2 < RA2V .
(A63)
Definiert man eine Einfügungsdämpfung DEK· die die Aus gangsschaltung mit einschließt,
-
-~
(A64)
DEK- DoGo,
und die sich durch die bekannte Einfügungsdämpfung DEK
des Keramikfilters ausdrücken läßt,
0 E K -_Uo_~_Rw2+Rv2
Go Do Uo Rw2 ü2 0 E K '
(A65)
(Rw2 nach GI. (A 61 )), so kann, nachdem die Ausgangsschaltung festgelegt ist, die AnpaSsehaltung am Filtereingang nach
den im Abschnitt A3.1 gegebenen Dimensionierungsanweisungen berechnet werden, indem man dort in den Formeln DEK
durch DEK ersetzt.
(A 61)
wobei Rr 2 der Leerlaut-Resonanzwiderstand des AusgangsLC-Kreises ist,
Oo2
Rr2 =Wo C2 .
Bild A9. Aquivalente Ersatzschaltung des Ausgangskreises der
Schaltung von Bild AB ohne Übertrager Tr2
Für die Betriebsgüte des Ausgangsschwingkreises gilt
schließlich
(A 62)
46
Technische Information
830429
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Entkopplungswiderstand Rv1 nach GI. (A 49)
Zahlenbeispiel für Grundschaltung 2 nach Bild 36,
40 bzw. AB
Rv1 = RA1K- Do ÖE K Z210 Ü1 =
Gegeben :
= (3ooo - 2. 2,658. 7oo . 0,479) n = 1218 n ,
Keramikfilter SFZ 460 A mit RA1 Knenn = RA2Knenn = 3 k.Q,
RK1 = RK2 = 2 k.Q,
DEK = 1,585 ~ 4 dB ;
Mittenfrequenz fo =460kHz ;
Resonanzwiderstand Rr1 nach GI. (A 50)
Rr1 =
Eingangskreis mit 0 01 = 80, R9 = 1 Mn ;
Ausgangskreis mit Oo2 = 60, c2 = 4,7 nF, RL = 3 k.Q
( Eingangswiderstand des ZF-Verstärkers in TDA 1072);
ü
1
Do DEK Z21 o
0,4 79
R9
1 .Q = 7830 n ;
2 · 2,658 · 700- 106
Kapazität C1 nach GI. (A 51)
Oo1
80
C1 =Wo Rr1 = 2 n 460 · 103 · 7830 F = 3 ·535 nF ;
Entkopplungswiderstand Rv2 = 1,2 k.Q (bei diesem Wert von
Rv 2 ist die Entkopplung zwischen Keramikfilter und Ausgangsschwingkreis schon ausreichend groß, andererseits aber die
Dämpfung durch den Widerstand Rv2 mit 4 dB noch relativ
klein).
Betriebsgüte 0 81 des Eingangsschwingkreises nach
GI.(A52)
Gefordert für das Gesamtfilter:
Transimpedanz Z21 o = 700 0 ,
Eingangsimpedanz Z11 o = 5 k.Q ~ 7 k.Q.
Dimensionierung auf Normwerte mit C1 = C1N = 3,6 nF :
Resonanzwiderstand Rr 1 des Eingangskreises nach GI. (37a)
Gesucht:
ü2, Oa2. ü1 , Rv1, C1, Oa1 .
Rr 1 =
Oo
mo C1 N =
80
2 n . 460 . 1o3 . 3,6 . 1o-9 n = 7689 n ;
Dimensionierung des Ausgangskreises :
Leerlaufresonanzwiderstand Rr2 nach GI. (A 62)
Oo2
mo C2 =
Rr2 =
Widerstand Rw1 nach GI. (A 39a)
60
2 n. 460. 1o3 . 4,7. 1o-9 n = 4417 n ;
1
Rw1 = 1
Übersetzungsverhältnis ü2 des Übertragers Tr2 nach GI. (A 63)
. lf (
v3 .
u2-RL
-
=
1
1Q3 ( 3 . 1Q3
Dämpfungswiderstand
Rw2
9
Rr2
~ 1.2 . 1Q3 Rw 2
nach GI. (A 60)
gewählt ü1 = 15/31 = 0,484 ;
Entkopplungswiderstand Rv 1 nach GI. (A 47a)
Einfügungsdämpfung ÖEK von Keramikfilter und Ausgangs kreis nach GI. (A 65)
-
+
Rw2
Rv2
Rw2 Ü2
Rv1 = RA1K- Rw1
mo c2
-___.:::..........:=-- -
1
1
-+---Rw2
Rv2
+ RK2
z110 =
+ 2000
Rw~· dRv1N + RK1) =
Rw1 u1 + Rv1N + RK1
7630(1200 +2000)
4896
= 7630 (15/31 )2 + 1200 + 2ooo n =
n ;
Dimensionierung des Eingangskreises :
Betriebsgüte 0 01 des Eingangsschwingkreises nach
GI.(A52)
Grunddämpfung 0 0 nach GI. (A 44a),
00
[3000- 7630 · (15/31 )2) .Q = 1214 .Q ,
Eingangsimpedanz Z11 o nach GI. (A 46a)
2 n . 460 . 1o3 . 4 7 . 1o-9
1
1'
= 15,7 .
1800 + 1200
Üf =
gewählt den Normwert Rv1 N = 1200 .Q ;
1800 + 1200
DEK = 1800. 0,9937. 1,585 = 2,658 ;
Betriebsgüte des Ausgangsschwingkreises nach GI. (A 66)
Oa2 = -
n = 7630 n ;
2. 2,658. 700 = 0 4877
7630
'
4;17) = 0.9937 :::::: 1.oo ;
= RA2K- Rv2 = 3000 0 - 1200 .Q = 1800 .Q ;
DEK =
1
1
7689 n + 106
Übersetzungsverhältnis ü1 des Übertragers Tr 1 nach
GI. (A 45a)
1 )--
RA2K - Rv2
1
+RRr1
= RA1K + RA2K = 2 .
RA2k
'
Z11o
4896
= 50,9 .
Oa1 = Oo1 Rr = 80
7689
1
Übersetzungsverhältnis ü1 des Übertragers Tr1 nach GI. (A 48)
Damit sind die Werte für alle benötigten Größen berechnet.
ü1
=------------~-----
Baut man nach diesen Dimensionierungsanweisungen Hybridfilter auf, so muß mit geringfügigen Abweichungen zwischen
den berechneten und den gemessenen Daten gerechnet werden, da einige Voraussetzungen der Rechnung , wie z. B. das
ideale Verhalten der Übertrager Tr, in der Praxis nicht ganz erfüllt sind.
z11
Do DE K Z21 o
- o + ___:::_---=..:...:.........;=...:....:::
Do DEK Z21 o RA1K + RK1
1
5000
2 . 2 658. 700 = 0,4 79 ;
2. 2,658 . 700 + 3000 + 2000
830429
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